通信原理
第8章 新型数字带通调制技术
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第8章 新型数字带通调制技术
正交振幅调制(QAM)
信号表示式:
这种信号的一个码元可以表示为
式中,k = 整数;Ak和k分别可以取多个离散值。
上式可以展开为
令 Xk = Akcosk Yk = -Aksink
则信号表示式变为
Xk和Yk也是可以取多个离散值的变量。从上式看出,
sk(t)可以看作是两个正交的振幅键控信号之和。
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第8章 新型数字带通调制技术
矢量图
在信号表示式中,若k值仅可以取/4和-/4,Ak值仅可
以取+A和-A,则此QAM信号就成为QPSK信号,如下图
所示:
所以,QPSK信号就是一种最简单的QAM信号。
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有代表性的QAM信号是16进制的,记为16QAM,
它的矢量图示于下图中:
Ak
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类似地,有64QAM和256QAM等QAM信号,如下图所
示:
它们总称为MQAM调制。由于从其矢量图看像是星座,
故又称星座调制。
64QAM信号矢量图 256QAM信号矢量图
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16QAM信号
产生方法
正交调幅法:用两路独立的正交4ASK信号叠加,形
成16QAM信号,如下图所示。
AM
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复合相移法:它用两路独立的QPSK信号叠加,形成
16QAM信号,如下图所示。
图中虚线大圆上的4个大黑点表示第一个QPSK信号矢量的
位置。在这4个位置上可以叠加上第二个QPSK矢量,后者
的位置用虚线小圆上的4个小黑点表示。
AM
AM
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16QAM信号和16PSK信号的性能比较:
在下图中,按最大振幅相等,画出这两种信号的星座图。
设其最大振幅为AM,则16PSK信号的相邻矢量端点的欧氏
距离等于
而16QAM信号的相邻点欧氏距离等于
d2和d1的比值就
代表这两种体制
的噪声容限之比。
AM
d2
(a) 16QAM
AM
d1
(b) 16PSK
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按上两式计算,d2超过d1约 dB。但是,这时是在最大
功率(振幅)相等的条件下比较的,没有考虑这两种体制
的平均功率差别。16PSK信号的平均功率(振幅)就等于
其最大功率(振幅)。而16QAM信号,在等概率出现条件
下,可以计算出其最大功率和平均功率之比等于倍,即
dB。因此,在平均功率相等条件下,16QAM比16PSK
信号的噪声容限大 dB。
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16QAM方案的改进:
QAM的星座形状并不是正方形最好,实际上以边界越接
近圆形越好。
例如,在下图中给出了一种改进的16QAM方案,其中星
座各点的振幅分别等于1、3和5。将其和上图相比较,
不难看出,其星座中各信号点的最小相位差比后者大,
因此容许较大的相位抖动。
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实例:在下图中示出一种用于调制解调器的传输速率
为9600 b/s的16QAM方案,其载频为1650 Hz,滤波器
带宽为2400 Hz,滚降系数为10%。
(a) 传输频带 (b) 16QAM星座
1011 1001 1110 1111
1010 1000 1100 1101
0001 0000 0100 0110
0011 0010 0101 0111
A
2400
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最小频移键控和高斯最小频移键控
定义:最小频移键控(MSK)信号是一种包
络恒定、相位连续、带宽最小并且严格正交的
2FSK信号,其波形图如下:
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正交2FSK信号的最小频率间隔
假设2FSK信号码元的表示式为
现在,为了满足正交条件,要求
即要求
上式积分结果为
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假设1+0 >> 1,上式左端第1和3项近似等于零,则它可以
化简为
由于1和0是任意常数,故必须同时有
上式才等于零。
为了同时满足这两个要求,应当令
即要求
所以,当取m = 1时是最小频率间隔。故最小频率间隔等于
1 / Ts。 14
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上面讨论中,假设初始相位1和0是任意的,它在接收端
无法预知,所以只能采用非相干检波法接收。对于相干接
收,则要求初始相位是确定的,在接收端是预知的,这时
可以令1 - 0 = 0。 于是,下式
可以化简为
因此,仅要求满足
所以,对于相干接收,保证正交的2FSK信号的最小频率间
隔等于1 / 2Ts。
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MSK信号的基本原理
MSK信号的频率间隔
MSK信号的第k个码元可以表示为
式中,s - 载波角载频;
ak = 1(当输入码元为“1”时, ak = + 1 ;
当输入码元为“0”时, ak = - 1 );
Ts - 码元宽度;
k - 第k个码元的初始相位,它在一个码元宽度
中是不变的。
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由上式可以看出,当输入码元为“1”时, ak = +1 ,故码
元频率f1等于fs + 1/(4Ts);当输入码元为“0”时, ak = -1
,故码元频率f0等于fs - 1/(4Ts)。所以, f1 和f0的差等于1 /
(2Ts)。在节已经证明,这是2FSK信号的最小频率间隔。
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MSK码元中波形的周期数
可以改写为
式中
由于MSK信号是一个正交2FSK信号,它应该满足正交条
件,即
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上式左端4项应分别等于零,所以将第3项sin(2k) = 0的条
件代入第1项,得到要求
即要求
或
上式表示,MSK信号每个码元持续时间Ts内包含的波形周
期数必须是1 / 4周期的整数倍,即上式可以改写为
式中,N ― 正整数;m = 0, 1, 2, 3 19
第8章 新型数字带通调制技术
并有
由上式可以得知:
式中,T1 = 1 / f1;T0 = 1 / f0
上式给出一个码元持续时间Ts内包含的正弦波周期数。由
此式看出,无论两个信号频率f1和f0等于何值,这两种码
元包含的正弦波数均相差1/2个周期。例如,当N =1,m =
3时,对于比特“1”和“0”,一个码元持续时间内分别
有2个和个正弦波周期。(见下图)
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第8章 新型数字带通调制技术
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MSK信号的相位连续性
波形(相位)连续的一般条件是前一码元末尾的总相位
等于后一码元开始时的总相位,即
这就是要求
由上式可以容易地写出下列递归条件
由上式可以看出,第k个码元的相位不仅和当前的输入
有关,而且和前一码元的相位有关。这就是说,要求
MSK信号的前后码元之间存在相关性。 22
第8章 新型数字带通调制技术
在用相干法接收时,可以假设k-1的初始参考值等于0。这
时,由上式可知
下式
可以改写为
式中
k(t)称作第k个码元的附加相位。
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第8章 新型数字带通调制技术
由上式可见,在此码元持续时间内它是t的直线方程。并且,
在一个码元持续时间Ts内,它变化ak/2,即变化/2。按
照相位连续性的要求,在第k-1个码元的末尾,即当t = (k-
1)Ts时,其附加相位k-1(kTs)就应该是第k个码元的初始附
加相位k(kTs) 。所以,每经过一个码元的持续时间,MSK
码元的附加相位就改变/2 ;若ak =+1,则第k个码元的附
加相位增加/2;若ak = -1 ,则第k个码元的附加相位减小
/2。按照这一规律,可以画出MSK信号附加相位k(t)的
轨迹图如下:
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第8章 新型数字带通调制技术
图中给出的曲线所对应的输入数据序列是:ak =+1,+1,+
1,―1,―1,+1,+1,+1,―1,―1,―1,―1,―1
k
(t)
Ts 3Ts 5Ts 9Ts7Ts 11Ts0
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附加相位的全部可能路径图:
Ts 3Ts 5Ts 9Ts7Ts 11Ts0
k
(t)
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模2运算后的附加相位路径:
Ts 3Ts 5Ts 9T7T 11T0
k(t)
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MSK信号的正交表示法
下面将证明
可以用频率为fs的两个正交分量表示。
将
用三角公式展开:
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考虑到有
以及
上式变成
式中
上式表示,此信号可以分解为同相(I)和正交(Q)分量
两部分。I分量的载波为cosst,pk中包含输入码元信息,
cos(t/2Ts)是其正弦形加权函数;Q分量的载波为sin st ,
qs中包含输入码元信息, sin(t/2Ts)是其正弦形加权函数。 29
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虽然每个码元的持续时间为Ts,似乎pk和qk每Ts秒可以改变
一次,但是pk和qk不可能同时改变。因为仅当ak ak-1,且k
为奇数时,pk才可能改变。但是当pk和ak同时改变时,qk不
改变;另外,仅当,且k为偶数时,pk不改变,qk才改变。
换句话说,当k为奇数时,qk不会改变。所以两者不能同时
改变。
此外,对于第k个码元,它处于(k-1)Ts < t kTs范围内,其
起点是(k - 1)Ts。由于k为奇数时pk才可能改变,所以只有
在起点为2nTs (n为整数)处,即cos(t/2Ts)的过零点处pk才
可能改变。
同理,qk只能在sin (t/2Ts)的过零点改变。
因此,加权函数cos(t/2Ts)和sin (t/2Ts)都是正负符号不
同的半个正弦波周期。这样就保证了波形的连续性。 30
第8章 新型数字带通调制技术
MSK信号举例
取值表
设k = 0时为初始状态,输入序列ak是:+1,-1,+1,
-1,-1,+1,+1,-1,+1。
由此例可以看出,pk和qk不可能同时改变符号。
k 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9
t (-Ts,
0)
(0, Ts) (Ts,
2Ts)
(2Ts,
3Ts)
(3Ts,
4Ts)
(4Ts,
5Ts)
(5Ts,
6Ts)
(6Ts,
7Ts)
(7Ts,
8Ts)
(8Ts,
9Ts)
ak +1 +1 -1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 +1
bk +1 +1 -1 -1 +1 -1 -1 -1 +1 +1
k 0 0 0 0
pk +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 +1
qk +1 +1 -1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 +1
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第8章 新型数字带通调制技术
波形图
由此图可见,
MSK信号波形
相当于一种特
殊的OQPSK信
号波形,其正交
的两路码元也是
偏置的,特殊之
处主要在于其包
络是正弦形,而
不是矩形。
ak
k
(mod
2)
qk
pk
a1 a2 a3 a4 a5 a6 a7 a8 a9
qksin(t/2Ts)
pkcos(t/2Ts)
0 Ts 2Ts 3Ts 4Ts 5Ts 6Ts 7Ts 8T
Ts
2Ts
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第8章 新型数字带通调制技术
MSK信号的产生和解调
MSK信号的产生方法
MSK信号可以用两个正交的分量表示:
根据上式构成的方框图如下:
差分
编码
串/并
变换
振荡
f=1/4T
振荡
f=fs
移相
/2
移相
/2
cos(t/2Ts
)
qk
pk
qksin(t/2Ts
)
sin(t/2T
s)
cosst
sinst
ak bk 带通
滤波
MSK信号
-
pkcos(t/2Ts)cosst
qksin(t/2Ts)sins
t
pkcos(t/2Ts
)
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第8章 新型数字带通调制技术
方框图原理举例说明:
输入序列:ak = a1, a2, a3, a4, … = +1, -1, +1, -1, -1, +1, +1, -1,
+1
它经过差分编码器后得到输出序列:
bk = b1, b2, b3, b4, … = +1, -1, -1, +1, -1, -1, -1, +1, +1
序列bk经过串/并变换,分成pk支路和qk支路:
b1, b2, b3, b4, b5, b6, … = p1, q2, p3, q4, p5, q6, …
串/并变换输出的支路码元长度为输入码元长度的两倍,若
仍然采用原来的序号k,将支路第k个码元长度仍当作为Ts,
则可以写成
这里的pk和qk的长度仍是原来的Ts。换句话说,因为p1 = p2
= b1,所以由p1和p2构成一个长度等于2Ts的取值为b1的码元。
pk和qk再经过两次相乘,就能合成MSK信号了。 34
第8章 新型数字带通调制技术
ak和bk之间是差分编码关系的证明
因为序列bk由p1, q2, p3, q4, … pk-1, qk, pk+1, qk+2, … 组
成,所以按照差分编码的定义,需要证明仅当输入码元
为“-1”时,bk变号,即需要证明当输入码元为“-1”时,
qk = - pk-1,或pk = -qk-1。
当k为偶数时,下式
b1, b2, b3, b4, b5, b6, … = p1, q2, p3, q4, p5,
q6, …
右端中的码元为qk。由递归条件
可知,这时pk = pk-1,将其代入
得到
所以,当且仅当ak = -1时,qk = - pk-1,即bk变号。
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第8章 新型数字带通调制技术
当k为奇数时,下式
b1, b2, b3, b4, b5, b6, … = p1, q2, p3, q4, p5, q6,
…
右端中的码元为pk。由递归条件
可知,此时若ak变号,则k改变,即pk变号,否则pk不
变号,故有
将ak = -1代入上式,得到
pk = -qk-1
上面证明了ak和bk之间是差分编码关系。 36
第8章 新型数字带通调制技术
MSK信号的解调方法
延时判决相干解调法的原理
现在先考察k = 1和k = 2的两个码元。设1(t) = 0,则由
下图可知,
在t = 2T时,k(t)的相位可能为0或。将这部分放大画
出如下:
Ts 3Ts 5Ts 9Ts7Ts 11Ts0
k
(t)
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第8章 新型数字带通调制技术
在解调时,若用cos(st + /2)作为相干载波与此信号相乘,
则得到
上式中右端第二项的频率为2s。将它用低通滤波器滤除,
并省略掉常数(1/2)后,得到输出电压
k
(t)
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第8章 新型数字带通调制技术
按照输入码元ak的取值不同,输出电压v0的轨迹图如下:
若输入的两个码元为“+1, +1”或“+1, -1”,则k(t)的
值在0 < t 2Ts期间始终为正。若输入的一对码元为“-
1,+1”或“-1,-1”,则k(t)的值始终为负。
因此,若在此2Ts期间对上式积分,则积分结果为正值时,
说明第一个接收码元为“+1”;若积分结果为负值,则
说明第1个接收码元为“-1”。按照此法,在Ts < t 3Ts
期间积分,就能判断第2个接收码元的值,依此类推。
v0
(t)
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第8章 新型数字带通调制技术
用这种方法解调,由于利用了前后两个码元的信息对于前
一个码元作判决,故可以提高数据接收的可靠性。
MSK信号延迟解调法方框图
图中两个积分判决器的积分时间长度均为2Ts,但是错开时
间Ts。上支路的积分判决器先给出第2i个码元输出,然后下
支路给出第(2i+1)个码元输出。
载波提取
积分判决
解调输出MSK信号
[2iTs,
2(i+1)Ts]
[(2i-1)Ts,
(2i+1)Ts]
积分判决
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第8章 新型数字带通调制技术
MSK信号的功率谱
MSK信号的归一化(平均功率=1 W时)单边功率谱
密度Ps(f)的计算结果如下
按照上式画出的曲线在下图中用实线示出。应当注意,
图中横坐标是以载频为中心画的,即横坐标代表频率
(f – fs)。
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第8章 新型数字带通调制技术
由此图可见,与QPSK和OQPSK信号相比,MSK信号的功
率谱密度更为集中,即其旁瓣下降得更快。故它对于相邻
频道的干扰较小。
计算表明,包含90%信号功率的带宽B近似值如下:
对于QPSK、OQPSK、MSK: B 1/Ts Hz;
对于BPSK: B 2/Ts Hz;
而包含99%信号功率的带宽近似值为:
对于 MSK: B