单 边 带 通 信 系 统 设 计 探 讨 (二)
邓伟明 李跃进 译 徐达仁 鹏 友 校
摘 要
本文从语音可1堂魔和清晰指数入手．讨论了基本语音信号的特性，并论述了幅
度调制、单迎带调制、频率调制与其解调方法，以及多轻传输对各种调制方式的影
响。对同地 系统设计中发射杌的带外噪声、倒易混频争逆行互调失真也进行了阐
述。最后还讨论了电子对抗措施设计、通信链路设计、自动连接等。
本文译 自 《单边带原理与电路》(S!nglc Sidcband Systcra aad C／rcuits)第二
章，本刊分四次连载．此为第二部份
单边带(ssa)调制
全载渡调幅包含载波和上．下两个边带，就单遗带而言，载波和上 下边带中一个被抑
制掉．只留下一个边带。产生 SSB信号～般有三种方法：即滤波法、相移法和维佛
(Weaver)法。目前在模拟电路中大都采用滤波法．而在数字电路中相移法和维佛法得到了广
泛应用 ． -
在滤波法中．AM 或 DSBSC(载波抑制双边带)信号经带通滤波器抑制掉一个边带和载
波(见图 I6)。在相移法中．复数基带 SSB音频信号由正交分量(Q)合成得到，而正交分量是
由同相分量(I)超前或滞后 90。产生的(见图 17)。此音顿 SSB信号再复混频到所要求的IF
载频上。在维佛法中，将音频通带的中心频率半复棍频到零频．使上(或下)音频边带扩展到
相等的正负频率带宽。其相对的另一音频边带可由低通滤波器滤除其 I和 Q分量(见图
l8)。这就避免了在相移法中必须要有宽带 9o。移相器 (希尔伯特变换器)。而后再利用复
数棍赣器将合成的复数音频 SSB信号搬移到所要求的IF载频上
SSB波形
很显然 SSB频谱是被搬移到 IF或 RF上的 SSB音频频谱 修改信号频谱是很简单
的．但修改信号时间波形和包络却相当复杂。这点可从相移法图 l7中看得非常清楚．其输
出为：
r(0=m(t)coso~ t一~(0siac0 t： m‘(t)+盘‘(t)CO8[∞ t+ (cj] (34)
SSB包络
这里 (t)是 m(t)的希尔值特变换， (t)是四象限的反正切
(t)；arch~ii(一而( ，m(t)3 (35)
由于所有功率都在一个边带上
P =P P ：0 ‘ (36) P (36)
27
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稠
娃^ s
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Hc — — — — — 1—一 调糊疑港
0 ’’ 。
sfII)】 f ．1 I ．
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输：l=多鼋谱
图 16 用滤波海产生 SSB信号
调Ss8粞 孵 转接
h—I‘^，l
S(~oj
R‘ ’
0
— 0
撅牵
图 17 用相移法产生 SSB信号
rtt'
翰出
调勃黛培
SS8 l带频詹
娃 ，^置詹
{盼：l：糍谱
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震，叠磊 遵寂嚣 遥，羹嚣
-，，———— —一 调制频谱
0 。
s‘ ，—————————— 』————一
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第一吹往八
第一欢搬穆
— — 』==l0一 疤勰 。 _J
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xI ，．———— ≤ ———— 毒渡嚣输：I： 6 一一
n ——— —々 寡：堤 ●
』=== —=__斗__ 输出叛倍
0 一 十
_荤
图 l8 用雏佛法产生 SSB信号
峰值—平均值功率比 。
如果 m(t)是单音正弦波cosc0at，其希尔伯特变换是一Sino。t．其 SSB包络是一常数，而
且 SSB波形也是正弦波。因此 SSB信号的峰值—平均值啦率比租凋制波的峰值一平均值功
率比相等。SSB凋翩的峰值一平均值功率比不会小于调制函数，甚至可以大许多。极端情
况是调制函数为一周期性交替等于+l或一1的宽带方波，其峰值—平均值功率比R等于 1(0
da)。然而理想方渡经希尔伯特变换有无限大舶峰值，因而理想方波 S9调制的峰值—平均
值功率比是无限大的，如图 19所示。但是对于实际的 SSB调制系统来说，其带宽是有限
的，因而 R也是有限的。方波调制函数在一定程度上可以近似为一无限削波的音频波。
29
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”fF ===F===1二二r诵耕jj玻
n，{
一 flU U U ．U
日寸两
图 19 SSB方波调 制函数
大多数 SSB系统的高截止频率与低截
止频率之比不大于 1 3： 1．在这种情况下方
波调制的R为 8 dB
对幅度起伏较大的波形 诸如语音信
号，音频削波将降低 SSB波形的R值，如
图 20所示．R下降辐瘦取决于调射后 IF
滤波器的带宽和相位的线性 (图2O所示应
视为典型情况)。SSB IF波形经对称削波和
再滤波后的情况也如图 20所示，从匾中可
看出，IF削波对 SSB调制更有效，当削波
18dB时 R值将降低 6：5ldB，而对比的音频
削波只降低 4 dB。与图 8比较可见 SSB调
制 R值的下降要小的多，这主要因为削波
后的IF滤波嚣带宽很窄，截止频率很陡．
带有导频的单边带 t ’
嚣尔伯犄
变撞
S5e
．色络
对称的唪值削最量 d8
图20 音频和中频削波对ssB信号R值的影
响 (来顿加重， 波前 音频带 宽为
70--12000Hz，调制和中频 削波后带
、 宽为 30O一32OOHz)
有时将低电平的导频载波作为SSB同
步解词的基准相位而保留下来，其平均功率 P| 等于边带功率P 和载波功率 之和
P
lYj P +P (37)
而 峰包功率 P。可由峰值边带电压和峰 载渡电压求出．即 ‘
-
， l l、
、 P 【P +P (38)
P 为不带导频载波的 SSB信号的峰包功率．
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等效调幅(AME)
等效调幅包含具有相当叠加幅度载波的 SSB，解调这种信号用一般的包络检波器即
可，它只需一般调幅信号带宽的一半．所取载波幅度一般是使 P 不超过载波功率。其平均
功率和峰包功率与带导频的 SSB一样．因为它们的区别仅仅是载波幅度不同而已。
调幅族系的解调
对所有的调幅族系．解调后音频输出平均信噪密度比(S／N。) 为
( ) 。9)
此处 P 是边带总功率，N。 是射频噪声功率谱密度，两者都是相对于接收机输入而言
的。
SSB解调
SSB信号解调是通过将接收的射频信号混频到音频而完成的。平均音频信号输出功率S
正比于射频输入边带功率．而音频输出噪声密度正比于射频输入噪声密度，于是就得到了
(39)式。对于模拟电路．单边带信号解调大多采用滤波法。IF信号经滤波器只让所需的边带
通过．然后再混频到音频。如果送人混频
器的频率和相位完全正确，再现的音频波
形将与原调制波形相符．然而对 SSB信 ⋯
号来说．由于没有绝对的基准相位．通常
已解调波各频率分量间将不再具有原来的 o·0
相位关系，尽管其功率谱依然正确．但渡 圈
形可以有严重的失真。在话音通信中这种 要
相位的非线性对其话音可懂度投有影响。 0．6
另外 由于注入频率 的误差和多普勒频移，
输出频 率存在误差 ．±5Hz频移对话音 ．
的主观质量和可懂度投有影响。频移±5 -ZOO 0 ZOO 4O0
～ ±50Hz时话音质量受到损害．但可懂 凝幸儒蠢 Hz
度并不显著下降。频率偏移与 AI降低因
子 F之间关系示于图2l。频移Af时相应 图2l 频偏与 AI降低因子的关系
的清晰指数由下式给出
AI(Af)=F(60·AI(0) (40)
AM 和 DSB也可用单边带解凋法检出其上边带或下边带，但是这样输出信噪密度比将
下降 3 dB(由于抑制掉另一边带)。
DSBSC解调
DSBSC信号可用以下方法解调：将 IF信号与具有适当频率和相位的再生载波相乘，
再经低通滤波器滤出。在这种条件下被解调的信号将如实还原原调制函数。将式(29)的
DSBSC信号与合成的载波相乘．可得到
x(t)cos(2m t)=A [ + c。sf4 f t)] (41) o ⋯
通过低通滤渡器后得到已解调的输出
3l
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Y )= A m(t) (42)
为解调所需的载波可用倍频器或柯斯达斯(costa$)环路来获得 。
倍频器 DSB解调
倍频器解调器方框图如图22所示．接收到的DSBSC信号首先在倍频器中自乘，将(29)
式 自乘可得到
同拳检藏嚣
音!I!蠢
输出
图 22 DSBSC倍 频器解调 嚣
y(t)=X 2(【) [ rc0s (2nf t)=A 2[ ] + cos(2n ] ( ，)
当原DSBSC波形发生突然的 1 80。相位翻转时，倍频器输出端相位没有翻转，这是因
为输人信号相位变化 180。．倍频器输出相应地变化 360。。直流分量在二次谐波滤波器中
被滤除 当信号可能为零的时候，这个滤波器的作用相当于飞轮或振铃，它对周期信号提供
二次谐渡分量。滤波器的输出经限幅．削波后成为一个方渡．这个方渡再去驱动分频器，以
提供合成的载波 cos(2nrct)．此载波再用来同步解调DSBSC信号。此滤波器的作用也可由
锁相环来完成，如下所述
柯斯达斯环路 DSB解调器
如果 DSBSC信号包含导频，那么载波可用锁定 f载频的窄带锁相环来恢复。由于锁相
环锁定在相对于输人载渡相位 90。处，因此需要一90。移相器以得到同相的恢复载波作 同步
解调用(in罔 23所示)。存无载波情况下．如突然发生 180。归移锁相环将会 连续的失锁和再
32
f
— 厂
j楣谊
翻
／ l
i
一
f馋通 f 1音
：— 盟型 ：蝓
同步拴教嚣
圈 23 柯斯这斯 DSI3SC解调嚣
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锁．为此在环路中加了一个相位再翻转器．以便每当信号相位变化 1 80。时，环路的相位再
被反转过来 。这就避免了在柯斯达斯环路 DSBSC解调器(如图 23所示)中当相位翻转时出现
失锁的问题．
AM 解调
调幅或等效调幅可由同步检渡器或包络检波器解凋。同步检渡器解调效率最高，且能得
到如式(39)所示的全部特性．为此恢复的载波必须只包含很少的噪声。它可由图 23所示 电
路来恢复，不过要去掉相位再翻转器．
调幅或等效调幅也可用简单的包络检波器在中频进行解调。当载噪比小于0 dB时检波
效率很低而且不能再获得如式(39)的特性．然而对于 AM 话音调制来说，在载噪比达到 0
dB之前，音频输出信噪比就会太低而无用处 因此同步检波器不能显著地改善 AM话音调
制器的性能。
角度调制蕨系 ‘
角度调制是第二种传统的模拟调制方式。这里频率 为 的基准载波的相位角 日(t)在调
制函数的控制下变化，而信号的振幅A是常量。此调制波可由下式表示：
x(t)=Acos —t+0(t)] (44)
在相位调制中，相位 0(0变化与调制波形变化成正比。正弦渡相位调制可以分解成一个
同相 载波(由偶次余弦谐波进行 DSB调制得到)JJⅡ一个奇次正弦谐波的正交 DSBSC边带 ，
如图 24所示。对于小的峰伉偏移，相位偏移的丰要来源是基波的正交边带．而较小的同相
边带(由二次谐波进行余弦渡调制所形成)消除了绝大帮份由rE交边带稠制引起的幅度积制。
对于较大的牛目位偏移，存在有相当大振幅的高次边带。如果调制函数为：
0(t)=口sin 一L) (45)
式中 口为峰值相位偏穆．则
x(0 A[J0( )c0s(∞ t)+2J】(f1)sim(m t)sin(~o t)
+2J 2(／／)cos(2~o t)cos(~o t)+2J，(／／)sin(3~o t)sin(o t)叫 (46)
式中J (目)是第 n阶的第一类贝塞尔(Bessc1)甬数。当峰值偏移很小时，射频频谱和调幅
时一样，太 部分包含在■倍音频带宽中。 当峰值相位偏穆大干 45。时．上述近似fi}}已很不
适当，将 |』J现有相 当大振4lfIf的二阶羽『更高阶的边带。
瞬时频率
如巢波的总干H位角是 (t)(余弦的幅角)，则
(t)=∞ t+0(t) (47)
瞬时角频率 ∞(t)定义为卡H位的变化率．即
)= 一 + (48)
当载波频率恒定时．瞬时频率就等于载波频率 然而对钍多波形来随，瞬时频率与频谱
之问4：是简 的关系。前者与时m1有关，在给定的时刻 有町仨一的优。而实际的频潜与时问
无芰，并且可以曲许多频率分垡组成。瞬If寸频率这个概念 Ⅱ有丌1，但 能把它与额潜混淆起
来。
33
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‘b，
彗玻
‘C，
一 阶
边姑
上l盘带
=阶
i盘带
一 阶
边带
图24 正弦波调频信号旋转矢量表示法
(a)日(t)=0；(b)日(t)= 弧度；(c)日(t)=l弧度
频率调制
在频率调制中，使瞬时频率∞(t)随调制函数成正比变化，则
∞(t)=∞ +Cm(t) (49)
式中c为常数
在信号电平高时，与调幅相比，调频和调相都能使接收机的输出信噪比得到改善．这里
存在一个中频载噪比，叫做调频改善门限。当低于此值时，输出信噪比就不再得到改善．因
此调频系统的信号和噪声特性可分为两个区域：改善门限之上与改善门限之下．
通过主要频谱分量所需要的接收机中频带宽B取决于能允许的输出信号的失真。卡森
(carson)法则是广泛应用的一个经验法则，即
B=2(af-k b) (5O)
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此j击则使所有低于FM 频谱总功率 1％的谱线去掉．对于较高的m值(△f)>b)，B值接
近于2△ ，对于具有通信质量的话音调制，根据经验较为适用的法则为
B=max[2Af,2b】 (51)
式 中r／laxf l是指二者中之较大者．
对于最小的带宽系统，中频带宽定在 2b，而峰值偏移△f等于 b。
(C／N)】r的门限值介于 7～10分贝之间，通常披认为是可接受的 FM 系统性能的下
限-可是对话音通信来说即使(c／Nh 低于门限几个分贝，其语言可懂度也足够了。
对于正弦渡调制。描述整个低于门隈帮分非常严格妁表达式是找不到的．不过 Frutig~f
创立了一个公式， (c／ 太于4努贝前正弦渡调{ 它可以准确地得磷{ 毒频信
噪比(s／N)^F，其公式为：
( = 1．5m‘(B／b)(C／N) 1+0．903／b)‘{C／N) ’cxp[一(C／N) 】／(1一exp[一(C／N)IF】) (52)
此处 B为中频带宽，b为音频带宽，m为调制指数。
m=Af／b (53)
△f为瞬时频偏峰值。可用公式(52)描
绘(s／N)^F与(C／N)IF关系曲线，如图
25所示．图中曲线参数为B／b，偏移比
m等于 1．这些曲线适用于计算其它调制
指数的正弦渡音频输出信噪比，方法是将
从 曲线 上 读 取 的(s／N) 值 加上 20
log10(m)。
话音调制 FM 系统
圉 25所示的FM 曲线是对正弦波调
制的．对于话音调制输出信噪比更低，这
是因为语音的峰一均值功率比比正弦波的
太．对话音调制，从图 25读得的输出信
噪比必须按下列因子降低：
语音的峰值一平均值功率比
正弦渡的峰值 一平均值功率比
从这点显然可以看出。对固定峰值频
偏来讲，既然话音调制波形的峰值削渡降
低了调制波形的蜂一均值功率比，那么它
也提高了输出信噪比．
在计算语音可懂度时，有必要知道音
频输出噪声频谱的形状。高于调频改善门
限的输 出噪声是 型噪声，而低于门限
的则趋于白噪声。从 产型噪声到白噪声
的过渡是突变的。当接近调频 改 善 门 限
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时，输 出噪声由两个叠加分量组成：一个是 型高斯噪声，它与弼频改善门限之 上的载噪
比成反比；另一个是白脉冲噪声 它随着输入载噪比的降低而迅速增加。当输出信噪比低于
上述门限曲线的延长直线 3分贝时，两个分量对输jl；『噪声的作用是相等的。这一点坎称为。3
分贝调频改善门限 。 ．
在计算可懂度时，存 3分贝调频改善门限点 一般把 产型噪声转换成 白噪声输Hj来代
替计算输出噪声频谱的准确形状。
现在能够计算调频话音 系统的清晰指数了 其步骤如下： ’
1)假设发射机的正弦波调制与话音调制获得的峰值频偏是相同的。
2)从图 25查 ljJ给定的输入载噪比所对应的输ifJ信噪比，对实际的调制指数进行校正。
3)以步骤 2获得的lE弦波输i】J信噪比的分贝数减去从图 8得到的语音波峰一均值功率
比和 IE弦波 3分 贝峰一均fi．i功率 比之羞，从而得到话音输Ⅲ信噪比。
4)对于合适的凋制前预加重和带宽，存适当的可懂度曲线上，查出清晰指数(高于 3分
贝调频门限时用 r2型噪声曲线 低于此f J限时用白噪声曲线)。
5)对各种 嗣的载噪比，蕾复上述过程 以得到一条可惜度曲线。
用上述方法if算⋯两个调频系统的可懂度 其结粜如[刳26和图 27所示。两个系统在
500Hz以上都有+6分 贝／倍频程的预加重，其音频低端截止频率为 200Hz，音频削波 21分
贝，检波前中频带宽为峰仇频偏的两情，并使用常规的调频检波器。第一个系统的峰值频偏
等于音频高端截止频率(m：1)，如陶26所示 第_二个系统的峰值频偏等于高端截止频率的
两倍，如 27所示。对这些取样l l算，采用嗣制前 音处珲，以便在很差的信号条件下优
化i叮懂度。
I．O
O．B
柱 0‘
篆。．
0 2
一 r
一
，／ ／／
／ ／
6OOQ
4OOO
3OOO N
猢
孵
嘿
图26 调常】指教m为1．0，清晰指教 与栽噪
功率密度 比(c／N )曲线。预加 重：
高 丁 500Hz +6 dB／倍频程 ：低端
截 止 频 率 200H7； 音 频 削 波 21
dB(R =7dB)；中频带宽 2b
36
6O∞
／ 400o
专 一， JOoo
ZO∞
e／u0，d6‘
^
姗
{翼5
罐
和E
图 27 调 指教 m 为 2．0，带有预 加重和
音频 削渡 清晰指数 与栽噪 功 率 密度 比
(C／No)曲线。预 加重 ：高 于 500Hz，+6
dB／倍频程：低端截止频率 200Hz；音频
波 21 dB(R =7dB)；中频带宽 4b。
强 誉 船
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窄带 系统(m=1)的 可懂度 门
限(AI：0．3)所要 求的载波功率 比
宽带 系统 =2)的要小 1 dB，前
者最好 是 用 2～ 3KHz的音 频骷
宽 两个系统都能在调频改善门瞅
以 卜．达到可懂度门限。因而如将弱
信号条件下台用的可懂度作为基本
标准，则调制 指数应取 为 1。在调
制指数这样低时采用调频门限扩展
技术就很少甚至役有好处。
话音调 制制式的比较
前几节给出了计算广泛的话音
通信系统可懂度的必要的工具。当
给定链路信噪比和语音幅度统计特
性后，按调制理论可蛤出音频信噪
比。而在给定音频信噪比的情况
下，清晰指数可提供一计算可懂度
的方法。用上述工具比较了在典
条件下的各种调制制式，以举例说
明可能碍到的结果。
束处理 的话音调制的呵懂度如
图 28及 图 29所示 ．音频带宽为
300～3000bIz．且中频，射频或音
频调制信号没有预加南或削波。图
中 曲 线 示 出 了 SSB DSI~SC
AM 和 FM 的性 能，其 中 FM 曲
线 的峰值频偏 为 3KHz及 6KHz。
上述各种情况中接收机中频 宽都
等于耐倍的峰值频偏 28示出
清晰指数作为射频平均信号功率与
噪声功率密度比 P ／N0函数的
衄线 ，而罔 29示 JfJ清晰指数作为
峰伉包络信号功率与噪声功率密度
比 PEP／N 甬数 的曲线， 单边
弼制对 均功串受 的发射机垃有
效，而频率调制埘峰 功率受限的
发射机最有效。
已处理的话音调制· 借度示 ：
图 30和 31中，音频 带 宽 仍 为
誓
图28 未处理的语音调 制 (3O0～
3000Hz音频带宽)AI值与
P ／N0关系曲线
时=6KHz，
耐 =，K }
． S5B
图29 未处理的语音调 制 (30O～
3000Hz音频带宽)AI值与
PEP／N0关系曲线
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图3O 经预 加重和 削波的语 音调
制 (3O0～ 3000Hz)的 AI
对 PI g／No关系曲线
300～ 3000Hz， 但 是 已 对 高 于
(,xf=3K8z) 500liz的语音波进行了+6 dB／倍
频程的预加重，并且进行 了削波，
以使音频 峰 一均值 功率 比降至 ．
7dB。对 SSB来说 ．无论在音频或
中频削波，都将最终射频峰包 ／平
均功率比降至 7 dB．这个处理过 。
程表明：必须在边界条件下频繁使 。
用的链路上，应在通信质量和效率
之间取一个合理 的折衷值。再 者。
通常 SSB对平均功率受限的发射
机最好，而 FM 对峰值功率受限
的系统最有效．
这些结果汇总于袭 2中．太多
数功率放大器的峰值功率和平均功
率都受限制，并且实际上哪一个限
制性能则取决于信号波形的峰包／
平均功率比．
囤 31 经预加重和削波的语音~ 1(3oo-3000Hz)~ AI对 PEP／N0关系曲线
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衷 2 话 音 调 制 制 式 的 比 较’
参见文中所述条件
如果发射机是平均功率受眼的，那么对于 SSB、DSBSC和 FM，预加重和削波后对功
率需求可降低 4分贝，对 AM 则可降低 l1分贝。如果发射机是峰值功率受眼的，对于
SSB、DSBSC和 AM，预加重和削波后对功率需求可降低 I1分贝，对 FM 则可降低 4分
贝。对于已处理的语音调制，SSB的效率优于或近似等于 FM。但是 SSB只占据射频边带
的一半，并且它受多径传播的干扰较少，因此在短波链路中SSB的性能最好。
多径传播
在短波长距离链路上多径传播是一种普遍现象．在多径传播中，信号经过两次(或更多)
电离层反射，各条路径传播的距离不同，引起接收到的信号问的时延也不同。这些不同时延
的信号可能互相趋于抵消或增强。对于两径传播，接收到的正弦波x(0为
x(t)=sin2~fft+#sin[Dff(t—f)】 (54)
此处 为多径时延差，P为延迟路径的相对电压．媒质的频率响应是周期性的，其频率
为 f'周期 Af为
Af=l／f (55)
多径时延差在 1～5毫秒范围内，使得频率选择性衰落深谷一般间隔 200 2000Hz。两
，1 _ -、2
径选择性衰落的峰谷功率比为 ±旦l_，多径传播在波峰处可得到6分贝的增强，而在波谷
(1一p)‘
处则完全抵消。对相等的两径传播的清晰指数的计算表明：多径选择性衰落对 SSB的可懂
度只有很小的影响(如图32所示)。此处在有衰落和无衰落时总的平均功率是相同的，这意
味着两径传播的每一路径的损耗比无衰落单径传播的损耗大 3分贝．多径衰落对 SSB影响
甚微，但在 AM 或 FM 中，载波衰落引起了严重的解调失真，当载波落到谷底时可懂度将
显著下降。综合考虑各种因素可知：在不利的短波传播条件下，SSB调制优于其它类型的
调制。 -
以上论述了在典型条件下各种调制制式的可懂度。所介绍的虽是一般分析方法，可是适
用于广泛的情况。所引用的例子作为一般性指导也是有用的，但对研究中所涉及的特定情
况，最好导出其结果。
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Dd 0 d8一崆
图 32 无衰落和有两径传播衰落 (两径时延差 1 66毫秒)的 SSB调制
AI和 P州 ／N0关系曲线
(上接第 26页)
整机测试负荷结果如下表
测 试 频 率 1．5 2 3 5 7 9
输出功率(w)j 1012 968 882 882 10I2 10I 2 820 II 52 1104 1059 1200 II 52 II52 840 1058
从表中可见，经大信号测试负荷，在 l 5～28Mz频段内，包括 1KW 功放在内，频率
响应(2dB．负荷 3小时，磁芯温升约40*(2(加通风散热)，传输线温升约7012．完全达到
设计要求。
短波宽带大功率变压器线路虽很简单，但是它不仅牵涉到电子线路方面的知识．还牵涉
到电磁场方面的知识和磁性材料方面的知识，错综复杂，难度较大，深^下去，广阔无垠
由于本人水平有限，不能作更探A的研究。本文如有不妥之处．请批评指正。
参 考 文 献
1． 射频铁氧体宽带器件 科学出版社 张纪纲编著
2． 国外电信技术 1977—5
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