频分多址卫星通信系统中
互调分析及多载波排列问题
甘仲民 党小川
[提要] 本文对FDMA卫星通信系统中多载波通过非线性放大器所产生的互调给出了简化的
计算机辅助分析，并对多载波排列的优化问题进行了探讨。
一
、 引 言
频分多址(FDMA)是目前和今后一段时期内卫 星 通 信的一种主要多址联接方式。采用
此方式的系统具有设备简单、可靠、维护管理方便等突出优点。最大问题是卫星转发器处于
多载波工作状态；当多载波通过转发器末级功放 (通常为 行波管 放大器——TwTA)时，由
于 TWT的非线性而产生互调(Intermodulation)，形成对有用信号的干扰。
理论分析表明[】卜 】，互调噪声大小是 TwT工作点(输入补偿)的函数。不难想到，当各
载波电平和排列给定时，输入补偿越大，TwT的线性越好，所产生 的互溺噪声电平越低。
但这会引起上、下行载波一噪声功率比[c／Ⅳ]u、[c／Ⅳ]。的下降，从而导致总 的EC／iv] 的下
降。因此可知，存在着某一最佳补偿，使[c／N] 最大。
理论分析还表明[】卜[5】，在一定输入补偿的情况下，载波排列不同，所 产 生的对各载波
干扰的互调噪声大小也不相同。适当的载波排列，可以使各载波避开高电平的互调噪声的干
扰，获得好的载波一互调噪声功率比([C／N]。)。文献[5]利用差分三角形法给出了 l1个载波
以下的最佳排列和 12"--'24个载波的准最佳排列。这是在各载波等 电 平、等带宽情况下，转
发器带宽又极为富裕时获得的成果。在多电平、带宽不等的多载波以及转发器带宽受限的条
件下，如何获得最佳或准最佳排列，迄今未见理想的研究成果的报道。因此，笔者认为此课
题有进一步研究的必要。本文便是报告有关工作所取得的进展。其中包括：提出了适于工程
需要的互调简化分桁，编制了在载波受 (制)情况下互调干扰的分析计算程序，以及在给定
TwT输入补偿下最劣信道的[c／N] 的计算程序，该程序适用于一般微机(载波数不超过 18
个)}探索了多电平不等带宽的多载波在转发器带宽严重受限制情况下 最佳(准最佳 排歹jj的
规律．
=、理 论 依 据
1．互调分析方法的选择
互调分析是多载波排列优化的基础。
典型的TwT幅度非线性(AM-AM)和相位非线性(AM-PM)如图 1所示。显然，多载
波通过 TwT时，由于这两种非线性的作用而产生互调。目前已有不少互调分析方法。通过
比较，我们认为采用 J．C．Fuenzalida等所提出的时域分析法[| 是一种较 好 而又可行的方
·2l ’
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摄分多址卫星通信系统中
互调分析及多载波排列问题
甘待民党小)Jt
E提要3 本文对FDMA卫星通信系统中多载泼通过非线性放大器所产生的互拥绘出了简化的
计算机辅助分析，并对多载披排列的优先问题进行了探讨。
一、引 ....L.. E
频分多址(FDMA)是自苗和今后一段时期内卫星通信的一种主要多桂联接方式。采用
比方式的系统具有设备简单、可靠、维主运管理方便等突出优点。最大问题是卫星转发器处于
多载援工作状态 z 当多载撞追过转发器末级功放〈通常为行按管放大器一-TWTA)时，由
于 TWT 的非主史性雨产生E调(Intermodulation) ，形成对有用信号的干扰。
理诠分析表明[1 J叫41，互词噪声大小是 TWT 工作点〈赣入补摆〉的函数.不难想到，当各
载运电平和排列拴定时，输入补佳越大， TWT 的续性越好，所产生的互臼噪声电平越嚣。
但这会引起上、下行革挂一噪声功率比[C; NJ" 、 [C;N马的r降，从而导致总的[C;NJ.的下
降。因此可知，存在着某一最佳补偿，使[C;N工最大。
理诠分析还表现{Em51，在一定辑入补器的情况下，载撞排列不同， É号产生民诗各载注
干挠的互提噪声大小也不相同。适当前辈支援推到，可以使各载按避开富电平的互贯噪声的干
拢，在得好的载注-互娓噪声功率比([C;NJl)O 文献[5J辑用差分三角形法告出了 11 个载援
以下的最佳排列和 12.-..24 个载璋的ifì最佳排列。这是在各载撞等电平、等带宽情况下，转
发器带竟又提为宫誓:时获得的成果。在多电平、带宽不等的多载撞以及转发器带宽受嚣的条
件下，如何获得最佳或准最佳排列，迄今未见理想的研究成果的报道。因此，笔者认为此深
题有进→步研究的必要。本文便是报告有关工作所取得的进展。其中包捂z 提出了适于工程
需要的互谓简化分奸，在主制了在载主主受 ì;:-l (剖〉情况下互词干扰的分析计算程序，以及在给定
TWT 输入补偿r最劣拮迈的[CjNJ.均计立程序，该程序适用于→最撒机〈载披数不超过 18
个);探索了多电平不等带宽的多幸撞在转去器带竟严重受限制情况下最佳(准是雀与排列的
规律.
二、理论依据
1.互词分析方法部选择
互调分析是多载撞撞jl!J优佳的基础。
典型的 TWT 幅度非线性(AM-AM)和捂住非线怪(A班子M) 如图工商示。显然，多载
边通过 TWT 时，由于这两种非或性的作用而产生互窝。目前已有不少互谓分析方法。通过
比蟹，我们认为采用 J. C. Fuenzalida 等所提出的时壤分轩法[4 J是一种较好市又可行的方
.21.
案，其优点是。
(1)AM—AM 与 AM—PM非线性的影璃可同肘考虑：
(2)理论较为严谨；
(3)既可应用于未调载波的分析，又可应用于已调载波的分析。
按照文献E4]所述的方法，设输人估号为
， m ’
eI(t)=Re{∑Al(t)exp[jro。 +j∞ +j (03}
= Re{∑A ( )exp[j。。 +jo ( )]} (1)
式中，∞。为卫星转发器的下限角频率，∞ 为第 z载频与 ∞。之差， (t)和 ( )分别为第
个载波的振幅调制函数和相位调制函数。
经推导，可求得输出信号为
Re{ 骞 ·· )．exp(jCOot+kmm--m j )} ’■I．h．⋯。 、 ljl
； (2)
奠入补偿 (dB
( -， 。，⋯ ， )是对应于．f--．f。+∑ ‰，·的输
l一1
出复振幅 可通过下式求得
_
M(k ， 一， )=∑6．Ⅱt，耵(a~AD (3)
●晶1 l篁l
其中，贝塞尔级数
壹6。JlfaS(壹H c osO +壹A：sinO 、) 。1 ∑6。I {∑H +∑： )。l
s= l L 、l=l l— l ／
圈1 TwT的AM／AM和 是描述 TwT的特性的，口为某一实的参数，L为展开长度，b．为
AM／PM特性 复系数。t厂 (·)是第一类第 阶贝塞尔函数， 是整数。仅当
∑ =1时， (·) 0，否则 (·)=0。 ，=1(其余z 的 =o)时，M(O，o，⋯ ， ，=1，
0，⋯ ，0)对应于第p／卜载波振幅。∑ l壳 f=3，5，7⋯ 对应的 (·)为三阶、五阶、七腧未
调波(载频)互调的幅度。 ～
在有调制的情况下，求出输出信号的相关函数，然后再作其俘立叶变换，可得出输出信
号及互调的功率谱密度分布。假定输出信号 e。(f)为具有遍历 性 的，注意到 (f)与 (f)
(i， =1，2，⋯ ，铆， 歹)是相互独立的实平稳过程，得到共相关函数为
E(e。(f)e。 (f+f))=÷Rel ∑ l ( l，尼 一，k )I。
‘． ^1
． ^i，·一， m宣 一-
．expI,i ll 一)寸 {cXp[一 砌] Ⅲ
·22 ‘
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案，其优点是军
(1) AM-AM 与 AM-PM 非线性主专影驹可同时考tí: :
(2) 理论较为严涅 F
(3) 既可应用于未ìß1载泣的分，匠，又可应用于己谓载泣的分tTQ
按照文献[4J所述rit方法，注输入'f~~亏为
负以咐(t除s
=Re叫{主 A1 (加山川9矶何协t正μω〈οωt)J }
式中， (1).为卫星转发器的下振聋频率，均为第 t 载摇与 ω。之差 ， Aμ〉和 Øz(t)分别为第 z
个载渡的t居留词最j函数和捂住渭剖函益。
经推导，可求得输出信号为
以044hah 主回J
(2)
输苟
，z飞
的rJ
草、
F
LEEb
唱
,ZMd +d th
人
=毛主吨f
得
4ι
子隶，。应式
LZ
内
对下=是过、以数、U
遁
A
兹
在卢可口尔
霎
擂
-h
只
L町援
h'
4h
复传中
付出过其M 出SRMRV
植面目#毒簸
式
l问阳陆同恼。JJ''
川「，唱P-4，知一,
-E
r-a
aFE
，雹、
，，品。窑三
1叫m
a
撞'
每 主ιλ冲1
是插述 τWT 的特桂的，α为某一实去更韵(号1 雪参-敖， L为展开长皮 ， b. 为
复系数 • J u( . )是第一类第 kl 陆员塞尔通费.kl 是整盏.&当
昆 1 TWT 豹AMíA淤积
AMjPM 特性
Ekz =l 时， M(.)主~O，否则 M(.)=Oo kp =l(其余 Z主~p 的kz=O)时 ，M忡， 6,…, k, =l ,
。，…，的对应于第 p 个载拉振辐。二 Ikd =3 ， 5 ， 7'" 对应的 .. H(. )为三挠、五坊、七陆未
调拨(载频〉互词的幅度。
在有贯制的情况下，求出辑出仨号的相关菌致，然后再作其存立!!r变:二三，可得出稳忠信
号及互挠的功率谱密度分布。假定拉出信号 eo (均为具有遍历性的，注~到 ι(t) 与 ι(t)
(i , j=1 , 2 ,… , m , i斗j)-)!梧互犁:立的实平f:'过程，得到其相关~结为
E{eo(t)co*(t+ l')}= ; R.::[ 二 hFJlM〈 LJz，… ， k"，)}Z
.exp {怡以一句)τ}.E {叫一 j 左王山 JJ] (4 ￥
·蠢曹·
对(4)式作傅立叶变换，便得输出信号及互调功率谱密度的分布。但是，要指出，当载波数
甚大( >10)时，计算量是很大的，需要作适当的简化．
2．分析计算的简化
考虑到以下的几点。【 】is】【‘
l ／ I 2 f ／ _
( )对等幅载波互调的分析表明，l ( l l=3 l一般显著地 于I (旨l l=
即与三阶互调相比，五阶互调可以忽略不计。对不等幅载波情形，只要它们之间相差
不大(例如不超过一个数量级)，此结论仍成立；
(2)对等幅载波的互调分析表明，从每个互 调 分量振幅看，对于三阶互调，(，-+，：一
，s)型为(2，-一，：)型的两倍，化为功率则为 6 dB。从产生的数 目，来 看，当载波数很大时，
(，-十，。一，s)型比(2，-一，：)型的数量要大得多。对不等幅载波，分 析 时 我 们 可 只考虑与
(，-+，。-fs)型幅度相近的那些(2，-一，：)型产物；
(3)在群路(FDM 或 TDM)和 SCPC混合共用同一转发器的 FDMA系统中，若 SCPC
数量很多(几十乃至几百)而又相对集中，可利用“宏观计算’：(“Macroscopic Intermodulation
Computation”)[5】法， 即用一近似于带限自噪声的大载波等效众 多 的 SCPC来分析与其他
载波所产生的互调。
基于以上所述，互调的简化计算不但是十分必要(为了减少 计算量)的，而且也是可能
的． }．_——————一 8MHz —————- 叫
我们需要分析计算的多载波结构典型模型
如图 2所示。其中包括 BPSK的群路载波信号
和两组数 目甚多的 SCPC。
如前所述，角频率 为 l∞l+ 2∞2+⋯ + 图2分析模型
D +∞。的互调幅度，是由(3)式的绝 对 值决定的，而 其 功 率谱密度分布，则由(4)式中
f
的
<exp[一j(kl,Pl+ 2驴2+⋯ + )])
的傅立叶变换给出。对于 ，-+，。一，s型互调，可以求得其归一化的相关函数为
，l+，2一，3(r)=rl(r)·r2(r)r3(r)c0s( l+ 2一 3+COo)r (5)
式中，r-(r)、r。(r)和 rs(r)分别为载波 1、2、3的归一化基带信号的自相关函数
(1)BPSK信号的自相关函数 】
BPSK信号的自相关函数为
= (131≤ ．)
(其余)
(6)
式中， ．为基带信号的码元宽度。
(2)“宏观”的 SCPC组合信号的自相关函数
在 “宏观”分析中，可将集中在某一频带上的SCPC等效为一个大载波(其功率为该处所
有 SCPC载波功率之和 P )， 其功率谱密度在带内 (等效带宽为该处所有 SCPC带宽之和 2
B)是均匀分布的，即其功率谱密度为
J-● ·
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过(4)式 i阳军立叶变换，使得输出信号泣互揭功率i普密度的分布。坦是，要撞击，当载挂靠
甚大(m>10)时，计算量是很大陆，需要作适当的简化.
2. 分括计算曲篱住
考虑到以亨的九点 [1 J闪闪
ω 封等蝠载泣互谓的分普表明， 1问M(主 i问h丸剧叶，1=3斗!茸一最显著撞峙季于 i问M(兰主1i问h削，\
5斗)r, ft向三黯互谓梧比，五野互语可以忽珞不计。对不等摇撼情形，只要它们之间相差
不大〈倒如不超过一个数量级)，此结论仍成11:，
(2) 对等捂载挠的互渭分享?表明，从每个互调分量提醒看，对于三阶互词， (f1+f:.-
f3)型为(2f1- f2)型的两悟，化为功率则为 6 dB。从产生的数目来看，当载泣致强大时，
(f1 + f2- f3) Jf!.比(2f1-f%)型的数量要大得多。对不等幅载戳，分析对我们可只考虑与
(f 1 + f2- f3)型幅度相近的那些(2f1-f2)型产物多
(玲在群路(FDM 或 TDM)租 SCPC 混合共用司一转发器的 FDMA 系统中，若 SCPC
数量报多〈几十乃至凡百〉涌又相黯集中，可利用"宏程计算二("Macros号。pic lntermodulatíon
Computatìon")[5 1 泣 ， NP屑一近缸子带跟自噪声的大载边等致众多的 SCPC 来分析与其他
载挂历产生的互窝。
基于以上所述，互捕的简化计算不但是十分必要(为了摇少计算量〉的，而呈也是可能
的. 1- )6MHz ~
我自i口需要分析计算的多载撞结构典型模型 &U. 叠 a 鑫 一-一孟且呈 IA I r一寸
如图 2 所示。其中包括 BPSK 的群路锵信号 l￥ V \lV￥ V\ I 14?Ch I I\l VV \l VVII æCII I
和两组数自甚多的 SCPC。 何饵，闹... sCPC 剪辑IFIlMA $Ç陌
如前所逞，角频率为 k1的+岛的÷…十 黯 2 分析模型
k"ø第+句的互揭蝠度，是由(3)式的绝对佳决定的，百其功率i普密度分布，鹦由〈垂〉式中
的
E{exp[-j(k1轨 + k2ψ 2 + ...十 k"ψ，， )J}
的博立叶变换绘出.对于 f1+f2-f3 垄互擒，可以求得其归一位的相关函数为
R11+1.-I.( τ)=r1(τ ).r2(r)r ，(r)cos(ω1+ωz一ωz 十 ωo)r (5)
式中 ， r1(r) 、 T2(τ)和 η(τ)分别为最撞 1、 2、3 的归一位基带信号的自梧关岳盖住.
(1) BPSK 信号的自梧关函盐[11
BPSK 信号的自相关函聋为
M凡-z ()r\ ζT.)
〈其余〉
(6)
式中 ， T. 为基带信号的码元宽度。
(2) "宏程"的 SCPC 组合信号的自相关函数
在"宏翼"分荷中，可将集中在某一摇带上的 SCPC 等兹为一个大载波(某萄率为该处所
有 SCPC 载肆功率之和 Px ) ， 其功率谱密度在带内〈等效带宽为该处厨有 SCPC 带宽之和 2
B)是均匀分布的，即其功率1普密度为
'篇 3
附)={ 矗 (j，一，。l≤B) (其余) (7)
它的相关函数为
)： 去 (鲁)sin 2玎B (8)
式中，D。为等效载波的中心角频率
若我们只考虑(，t+，：～ s)型互调，则将所有的各分量互调功率谱密度叠加得
W，==∑ ∑ ∑P，i+ ，．· ，f+“ (，) (9)
式中，
j}'，‘+，J一“：==I ( 1=0，k2=0，⋯ ， ‘=1，k =1，k^=一1，kl=0，⋯ ， =0)I。
可按(3)式求得f
W，‘+，，一，．=F r，c(f)r，，(f)r“(r)cos(。l 4-D2一D3 4-D·)f] (10)
其中“F”表示作傅立叶变换，D----2 ，。
第j载波信号功率潜
密度分布
图 3 多载波信号通过TWTA后所产生的互调功率谱密度分布
裹 l 载波数m与计算量的关系
_
m 3 5 10 16 100
计算量 1 10 120 560 I
． 6×l0 [相对值)
实际上，我们感兴趣的是落在转发
器带内乃至各载波信号带内的互调，因
此计算时可有所取舍。
3．载噪比的计算
(1)载波一互调 噪 声 功 率 比 (v／
Ⅳ)，的计算
利用 (3)式求出各 载波输出功率
C，利用(9)式求出落在各载 波带内的
互调噪声功率谱密度，并算 出其 均 值
，o ， 则落在第 J载波带 内 的 互 调功
率为
P J =W10~B (11)
式中B，为第 载波的带宽， ，o 为落在第J载波带内的平均互调噪声功率谱密度 (见 图
3)．
这样，可求得
( ／Ⅳ) = 或[ ／Ⅳ] =10 lg(c／_,v)J (12)
上 』』
在计算中，也可求出等效的(e／T )
(e／T，) =(e／N)， ·k·B
式中， 为波尔兹曼常数， ，为互调等效噪声温度。
(2)载波功率与总的等效噪声温度(包括上、下行热噪声和互调噪声)之比
Ve／．NJ，=j {一I-k]一I-B]
式[·]表示分贝值；B为所研究的载波的带宽，( ／Ⅳ)。按下式求得
)。一：( )一+( )～+( )～
(13)
(14)
(15)
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它的梧关函数为
rP.../2 B
W( f) =t 0- (lf-/ol ζB) {其余} (7)
阶抨击;-(去)Sin 2 1r B. 0 ej(oor ω
式中，的为等效载泣的中心角频率
若我们只考虑(/1 + 12- f3)型互词，即将所有的各分量互调功率潜密度叠加得
W u = E E Ep,;HJ-" o W1;H;-I. (f) (9)
式中，
P1;H;-I.= [M(k 1=0 , k2 =0 ， …，丸=1 ， k;=1 , k 1=-1 , kl=O ， …J血=0)1 2
可接(3)式求得s
W，;+，;-，.=F气r I ,(r)r 1/( r)r 1.( r)cos(øl 十 ø2一@主 +ø.hJ (10)
其中"F."表示作停立叶变换， ø=2 1r fo
'在 H壁披信号功率遭
密度分布
实罢王上，我们感兴趣的是落在转发
器带内乃至各载撞信号带内的互词，因
此计算时可有所取舍。
←一步 3. 攘攘比的计算
(1)载主主-互调噪声功率比 (0/
困 s 多象就信号通过TWTA后所产生的至提功率谱密度分布 N)I 的计算
寝 2 戴撞毅m与计算量曲关系 利用 (3) 式求出各载法输出功率
a
计算量， 1 t相对值〉
10击
IL6xlO霉
矶和用(9) 式求出落在各载撞带内的
互询噪声功率潜密度，并算出其均筐
W10 ' 别落在第 j载捷带内的互谓萄
率为
Pu=W1o;B; (11)
式中 BJ 为第 j 载泣的带宽 Wrol 为落在第 j 载遮带内的平均互询噪声功率潜密度〈觅，图
3).
这样，可求得
(C/ N)l=头或[CjN]l=叫(C/N)r (1 2)
在计算中，也可求出等致的(C/T1 )
(C/T1)i= (C/ N)li' k. B; (13)
式中 ， k 为注尔兹曼常数， T1 为互词等聋噪声温度。
(2) 载主主功率与总的等效噪声温度〈缸搭上、下行热噪声在1互混噪声〉之比(3}
[C/N].=[白-[町一 [B] ω
式[.J表示分员值二 B 为厨研究的载泣的苦宽 ， (C/N)，按下式求得
(号)， -二(丢f1 +(舌f1 十(丢fl 。
• 14 •
兰、计算机分析程序的编翩
由(9)式知，互调功率谱密度的计算量与载波数；Tt有关。当 增加时，计算量以非线性
加速增大，如表 1所示。
辘入载波霞N及互调频事点 打印数~”
‘若MM-0．刚不打印互调叛率点J
st：P
意 1 ‘Fl蹦N．FMAx．PlB’ I
袖入备载波频率Fc
输入各载波的边带范擅
输入各载波接牧蛄的Gfr
蟪入各筑搜值越特挂(T DM oy
j 入备信逝话路数
输入行渡管 TWT特性参数 Bh B
计算未调蔽波的掐出功率
+&一 、
型，2fI—f2型互酒藏
．
计算 fI+f2一fl和较大的 2fI—fl
型豆调敛．及备信道冉的互调功率
计算每个载波信号的CC，Z)l
最小的信道 (最劣髓 )
r辅 讽功率港选择参数
计髯=最劣信道内的互调功率谱鼠变
计算曩劣街兰曲cc疗 及(c／
图 4 寻求并计算最劣信道的[ ／Ⅳ] 的程序流圈
裁；皇
~r--- --,F d2 l 3 i _L1 f i E
可见，当m很大时，中、小型计算机
需冗长的计算时闾而难以完成最终计
算。对于m=16，若在整个转发器内
计算 1000个频率点，利用 PC机的运
算时间在 100 h以 上， 实 际 上是行
不通的。为了便于小型及微型计算机
的应用，我们提出了一种新的计算方
案，其基本思路如下。
首先算出各载波的输出功率和未
调制时落入有用 信号 带内 的 互调功
率，然后求出各载波的 [ ／Ⅳ]，。通
过比较，找出[ ／N]，最劣的信道，
在此基础上再进一步计算该信道在有
调制情况下的互调功率谱密度，最后
求得[ ／Ⅳ]t和[ ／Ⅳ]。。这样计算时
间将缩短到原来的 1／ ，而
(16)
例如，当转发器带宽为36 MHz，最劣
信道带宽为 1．5 MHz时 ，K=24倍j
利用 PC机计算，仅需 4 h左右。
必须指出，载波未调和调 制后 所 求得 的 [Cl
]，是不相同的，这是由于在有调 制情 况下， 互
调功率谱密度会产生扩散，在某一信道内，与未调
制比，互调功率出、入有差别。我们的计算表明，
其相差值达土(1～3)dB， 因此只求载波未 调 时的
、 rCl~]，将造成较大的 误差。
按上面的思想，所编制的程序流程框图如图4
广— — T 所不。
、乜 蔚 1一百．．1刊 为了检验程序的可信度，我们选择若干例子进
堡 业 — -J 堡竺．i! ：三l 行了比较，此处举出其中二例。第一个例子是Is—Iv
厶 。△‘表示桓姚 姗袖互 奉之比份贝 的一个频率分配计划模拟 2
， 文献[8]给 出了载 波
图5 IS IV频率分配计划模拟2中部分互凋测量 未调情况下互调电平的测量值。根据 IS-IV的TwT
(测量数据参见 本文所得结果) 特性及有关数据，我们利用本程序对部分互调产物
注，△ 一△．表示相应的输出载波功率与互调功率 进行了计算，结果参见图 5。由图可见， 测量值与
之比(分贝值)· 计算值的误差在 2 dB以下，这在工程上是可以接
·2‘ ·
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-、 计算乳分析程序的编辑
曲(9)式知，互娓功率潜密度的计算呈与载遮盖支 m 有关.当m增加肘，计算量以非线垫
却速增大，如表 1 蔚示.
可见，当m很大肘，中、小型计革就
需冗长的计算时间币难以完成最终计
算.对于m=坷，若在整个转去器内
计算 1000 个频率点，利用 PC筑的运
算时摆在 100 h 以上，实际上是行
不远的.为了侄子小型反微型计算挠
的应眉，我的提出了一种新的计算方
案，其基本思路如下。
首先拿出各载蓝的输出功率和未
调制时落人有用信号带内的互调功
率，提后求出各载泣的 [O/N]lo 通
过比钱，找出[O/N]/:最劣的信道，
在此基础土耳进一步计算该信道在有
情和i情况下的互揭功率谱窑度，最后
求得[O/N]l 和[O/N]，，， 这样计算时
间将缩短到原来的 l/K ， 而
转发器带章 〈结) (1 6) 最劣信道带宽
国 4 寻求并计算最劣{言远的[CjN]，的程与法国
倒知，当转发器带宽为 36 MHz，最劣
信道带竟为 MHz肘 ， K=24 告F
君用 PC 就计算，仅需 4h 左右.
草、;t
1 也l:.，-ð. 表示相h"i~J岳出技豆功率与互洞，~事之i飞(分贝tiJ:)
因 5 IS IV 级率分配ìt是i摸mz 夺部分互过那量
位与t!-宾值的比较
{测量数据参见文献 [8] ， H算值为本文所得结果)
注 • Ll.......Ll. 表示相应的输出载泼功率与互说功率
之比〈分只值).
在须费出，载涯未渭和语制后请求得的 [0/
NJI 是不相同的，这是由于在有谓制情况下，互
谓:9J辛苦费度会产生扩散，在某一信道内，与来调
鹊比，互谓功率出、入有差到.我们的计算表明，
其担差宦达之 O""'-'3)dB，理此只求辈段未揭峙的
[0; NJr 将造成较大的误差.
按上面的思想，所编制的程序流程握国如图 4
历示。
为7栓验程序前可信度，我们选择若干剖子进
行了比较，此处举出其中二销。第一个例子是 IS-IV
的一个频率分配计划摸到 2，文肤白]绘出了攀援
未拥昔况下互谓电平的扭j量筐。提提 IS-IV 的TWT
特性及有关数据，我们幸Ij黑本程序对部分互谓产物
进行了计算，结果参旦国 5" 由圈可觅，测量渲与
计算量的误差在 2dB 以下，这在工程上是可以接
• 15 •
受的。第二个例子，是与文献C5_7给出的1o个等幅、 宽载波任意 排列时最劣信道 调
谱密度相对电平理论分析结果的比较，见表 2。
表 2 lO载波任意排列时互调谱密度
理论值比较
在信号载频处的
最劣信道序号 调谱密度相对值
(dB)
文献[5]理论值 7 一 9．1
本文计算结果 7 一10 31
通过计算机辅助分析求得．
表 4 不同排列方案的最劣信道 [c／Ⅳ]
和[c／Ⅳ] 的比较I：BO ]=7dB
排 列 方 案 A B C
落人转发器带内的互调致(未 l 4O6 I 377 l l92
调)
最劣信道序号 lO l2 9
裁波未调时的CC／N] (dB) l5．0897 l3．2l44 l5．3328
载 碎调后的CC／N]，(dB) l2．2l22 lI．9360 l6．0848
：C／N (曲 J 9．7597 9．6005 l1．5582
从表可见，本文计算结果与文献 [51的理
论值相差约 1．2 dB， 其中 的重 要原因是本文
计算时忽略了 2，。-f：型互调的影响。即使如
此二者也是很接近的。
四、关于最佳排列的研究
减少互调干扰的载波排列有两种方法。一
是无三阶互调信道排列法【5】，它通过寻求具有
不同“元素”的差分集来获得最佳排列。然而，
研究结果表明，无互调排列所需的带宽比有用
信道带宽姿宽得多。例如，11个载波排列无三
阶互调干扰 至少需要 73信道的带 宽为代价；
排列 20个载波无 三阶互调干扰， 需要的带宽
约为这 2O个载波带宽的 14倍⋯⋯因此这种方
法没有实用价值。另一种方法是最小互调信道排列法。它允许一些互调噪声落入有用载波带
内，但若其最劣([ ／Ⅳ]，最小)信道的[C／N]，与其它排列的最劣信道相比，是最高的，或
较高的，则我们认为该排列是最佳(或准最佳)排列．根据文献[9]处理二电平、三电平 SCPC
表 3 几 种 载 波 排 列 方 案
方 案 A 方 案 B 方 案 c
，(Mn。 丑‘MHz， Co／T]． 话路致 ，‘ (MH=， Co／T?。 话路数 ，‘M 丑‘MH-) ca／TJ． 话路数
l 0．8 O．8 24 36 0．75 0．75 32 32 O．75 0．75 29 32
2 4．25 0．75 29 32 2．25 “ ，， ，， 2．25 ，， 29 ，，
3 5．75 打 ∥ ●' 3．75 ，， 30．7 打 3．75 ，， ，， ，，
● 7．25 ，， ∥ ∥ 5．25 ，， 32 ，， 5．25 ，， ，， ，，
5 8．75 ，， ，， ，， 6．75 ，， 29 打 6．75 ，， 3O．7 ∥
●
8 l1．25 ，， 30．7 ，， 8．25 打 ，， ，， 8．25 ，， 32 ，，
7 l3．75 “ 32 ，， 9．25 ，， ，， ，， 9．75 “ 32 ，，
8 l5．25 打 ，， ，， 11．25 ，， ，， 打 17．15 3．15 3l l4O
9 l6．75 打 ，， ，， 12．75 打 ，， ，， 23．75 0．75 32 32
l0 l8．25 ，， ，， ，， 15 0．8 24 36 25．25 “ ，， ，，
ll 20．75 ，， 30．7 ●' l8．75 0．75 32 32 26． 5 ，， 30．7 ，，
l2 23．25 ，， 29 打 20．25 ，， ，， ，， 28．25 ，， 29 ●'
l3 24．75 “ ，， ，， 21．75 ，， ，， ，， 29．75 打 ，， ，，
I4 26．2j ，， “ 打 23．25 ，， ∥ 打 31．25 ，， ，， ，，
l5 27．75 ，， ∥ ，， 25．25 ，， ，， 打 32．75 ，， ，I }，
16 32．85 3．15 31 I40 32．85 3．15 3I I40 35．2 0．8 24 36
一 —
。 转发器频带始端频率为 0
26 ·
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雯的.第二个幌子，是与文献[5J绘出的 10 个等幅\等普宽革鼓筐意 tl~寞时草莓结道主 i谓
i普密度相对电平理论分轩结果的比较，晃去 20
表 2 10载注任意排到时互理道密度
理论值比较
文献[5 J理论这 i
本文计算结果 j
最劣{言道序号
7
7.
• 通过计算机辅功分析求得.
!帮帮旦L
-
•
表 4 不同排列方案的最劣信道 [CjNJ/
和[CjNJ ， 的比较[BO，] =1dB
排列方案
从表可见，本文计算结果与文献 [5J 的理
论筐相差约1. 2 dB, 其中的重要原因是本文
计葬时忽略了 2 f1-f2型互谓的影响o NP佳如
此二者也是fN接近的。
四、关于最佳排列的研究
藏少互调干扰民载捷排列有两种方盐.
是无三黯互调信道排列注EZ1，它通过寻求具有
不同国元素"的差分集来获得最佳排列。然而，
研究结果表挠，无互i周排列所需的带宽比有到
落入转发器带内的互调数〈未 1192 信道带宽草草得多。债主日， 11 个载撞排列无三
提)
最劣信道序号
载波未词时的[C/NJl(dB)
载沪耳满后的[C/NMdB)
[CIN .(åB)
阶互调干拨王至少需要 73 信道的智宽为代价:
排列 20 个载波无三酌互调干扰，需要的带宽
约为这 20 个载被带宽的 14 倍……因此这种方
是没有实用价筐。另一种方拉是最小互满信道排列盐。它主诗一些互词噪声落入者踊载泣带
内，但若其最劣([GjNJI 最小〉信道的[GjNJI 与其它排列的最劣信道相比，是最高的，或
较高的，则我们认为该排列是最佳〈或准最佳〉排列.根据文献[9J处理二电平、三电平 SCPC
表 3 几斡载法推药方案
方 集 A 方 案 B 方 案 C
!(>< I 叫 [G叫话路数 山|叫[G/ 话路数 !(>. I 叫m飞
主 24 36 32 32 29 32
2 29 32 11 , , , 29 ,
s 11 g 11 , H , , ,
矗 , g 且， , 32 , , , ,
5 , , , , 29 11 , H
事 11. 25 , , H , , , 32 ,
7 H 32 , , , , H 32 ,
s 11 , , , , 11 31 140
事 11 , , 11 , , 32 32
10 , , , 15 。 .8 24 36 H , ,
11 , 11 32 32 , ,
12 , 29 11 2号 .25 , , , , 29 H
13 11 , , 21. 75 , , , H , ,
14 2击 .23 1/ 11 11 , 8 H 31. 25 , , 1/
15 1/ H , , , H , Jγ 1/
16 31 140 31 140 O. 事 2~ 35
一、- -二年一 ~ →~一一二二
·转发器须带始端频率为§
气.21 •
载蚨排州的思想，即转发器频带中央排低电平载波，两
侧排较高电平载波，使之成 “马鞍形”分布。本文采用
“人工干预”的方法，适当地调整[C／N]，最劣的信道的
位置，以达到排列优化。作为例子，我们对 16个多电平
载波进行了排列比较。其中一个 SCPC群由 140路SCPC
组成，SCPC为 AM-BPSK，基带速率为 32 kb／s~另一
SCPC群为 36路 SCPC；其余 14个为不同电平的 32路
TDM 的 AM—BPSK的载波，转发器带宽为 36 MHz，而
各载波共占用带宽 28．9 MHz，转发器带宽富裕 量仅 7．1
⋯ M Hz
。 表 3给出了三种不同的排列方案．结果， 所 得
图6方案c最劣信道的[ ／Ⅳ]n 到的最劣信道在载波调制前后的[ ／Ⅳ]，及[C／N]。的比
[ ／Ⅳ]·与TwTA输入补偿的关系曲线 较如表 4所示。可以看到， 方案 优于方案 、B，是
可取的。对于方案 ，我们求出了[C／N]，、[C／N]。与
TwTA输入补偿的关系，所得结果如图 6所示。由图看出，[BO ]=7 dB时[c／N]；最大，
因此它便是所求的最佳工作点。
参 考 文 献
[1]宫宪一编著，卫星通信工程，人民邮电出版社，1975．
L 2]V．K．Bhargava ct al，Digital Communications by Satellite，1981．
[3]吕海寰等，卫星通信系统，人民邮电出版社，1988。
[4]J．C．Fuenzalida et al，COMSAT Technical ReviewVo1．8．No．1，1973．PP 89—143．
[5]R．J．Fang and W ．A．Sandrin，COMSAT Technical Review．Vo1．7，No．1，1977，PP 227--24S．
[6]P．Y．K．Chang and R．J．F．Fang，COMSAT Technical Review，vol 8，No．I，1978．PP 89-139．
[7]B．P．Lathi，Modern Digital and Analog Communication Sys ems．CBS Collcge Publishing，1983．
[8]P．L．巴杰利尼[美]等，国际通信卫星 IV专集(中译本)，国防工业出版社，1976．
[9]Hideo Okinaka et al，IEEE，PP 2 E．3．1"-2 E．3．6，1982。
[作者简介] 甘仲民 1963年毕业于解放军通信兵学院雷达系。现为南京通信工程学院教授。
党小川 1983年毕业于南京通信工程学院微没通信专业。1988年在该院获硕士学位。 现在北京市
遥感信息研究所工作。
的 口 。 口 。 口 。 口 。 口 。口 。 口 。口 。口 。 口 。口 。 口 c，口 c，口 。 。 。 口 。 口 。 。 c，。 。 口 。口 。 口
0
0
0
飞 机 电 话
， 在飞机上进行电话通信将成为现实。去年 5月30 IEl，在国际民航组织驻地
大的蒙特利尔市，SITA公司(园际航空通信公司)、加拿大的 Teleglobe公司、
的 DTC Ltd公司和法国电信部门，就建立国际卫星移动航空通信系统签署了
。 该项协议的业务将于 1990年开通，1991年逐步扩展。签署协议的合作者将
合作计划实施工作。
大的 Teleglobe公司、澳大利亚的 O
面站的连接、公用电话网或用户电报
际航空公司推进这项卫星航空移动通
的工业标准。协议各方还将进一步研
)c：c，0 c，0 c，c：c，口 C，口 c)口 c，0 c，口 C，口 c)蕾 C，0 c，口 c)c：c
： l
TC公司和法国电信部门将负责建立卫星 ；
网的接口工作。SITA公司负责协调方案，i
信业务。SITA公司还将弓I导制定航空通 }
究业务特性、费率、研究计划及财政等问 l
(饶汉香)
，口 c)蕾 _ c，。 c c，c 口 c，口 c，口 c，d．c，。 c，口 c ．口c，。 c，口 c，口 c扫 c，c’c扫 c，‘
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号 10
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"人工干预"的方法，适当地调整[CjNJl 最劣的信造的
位置，以达到排列位化。作为例子，我们对 16 个多电平
在波送行了排列比较。其中一个 SCPC 群由 140 路SCPC
组成， SCPC 为ð.M-BPSK，基带速率为 32 kbjsJ 另一
SCPC 群为 36 路 SCPC; 其余 14 个为不同电平的 32 路
TDM 的ð.M-BPSK 的载泣，转发器带竟为 36 班Hz，丽
各载主主共占用带宽 MHz，转发器带宽富裕量仅
5 丁 9 (BO;)<dB) J\1:Hz。表 3 给出了三种不同的排列方案.结果，所得
回 s 方案C最劣信适的[(J/N]r、
W/N丁，与TWTA输入补偿的关系曲线
到的最劣信道在载泣谓击tl前后的[CjNJI1主[CjNJ.的比
较如表 4 所示。可以看到， 方案C优于方案 A、 B ， 是
可取的。对于方案 C ， 我们求出了[CjNJl 、 [CjNJ.与
TWTA 拉人补偿的关系，历得结果如图 6 历示。由望看出 ， [BO iJ=7 dB 时[CjNl 最大，
因此它便是所求的最佳工作点e
参 考 文 戴
[1]宫宪-编著，卫星通信工程，人民生在电出版社， 1975.
[2] et al , Digital Communications by Satelli衍， 1981.
[3] 吕海寰等，卫星通信系统，人民邮电出版社， 1988。
[.(] ìda et al , COMSAT Technical Revì , 事9-143.
[5] R. and . Sandrín , COMSAT Te号hnical , , 1971 , pp221也45.
[6] and R. , COMSAT Technical Revie曹， vo18 , , 89-139.
[1] , Modern Digital and Analog Communication Sys em章， CBS Collcge Publishing , 1983.
[8].巴杰和j尼C美丁等，国际通信卫星 IV 专集〈中译本)，国防工业出版社， 1976.
[9] Hideo Okina主a et al , IEEE, pp 2 "-2 , 19归。
E作者简介] 甘仲民 1963 年毕业于解放军通告兵学院霄达系。现为南京通信工程学院教授.
党小)11 1983 年毕业于南京通信工程学院挂过通信专业。 1938 年在法院获西士学位。现在北京市
遥感信息研究所工作。
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E 不久，在飞乳上进行电话通信将成为现实。去字 5 Jj 30 日，在国际民航组织驻地 i
z 一如拿大的去住在尔市， SITA 0iiH Qj际航空通信公司)、加拿大的日呐be 公司、 i
f 澳大和亚的 DTC Ltd 公司布法国电信部门，主就E建立犀际卫星移动皖空遮f信言系统签署了 ii -一- 嗦归勘即t拦拈ωL￡兰!:j
I 稳握这项合f作乍计荒坦i实施工f非乍 e τ E
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i 铠骂、地亩站的连接、公用电话网或居户电报阔的接口工作。 SITA 公司负责协捷方案， 1
3 并向各E际航空公司推进这项卫星艇空移动通信业务。 SITA 公司还将引导制定就空通 5
1 信领域内的工业棕准。协议各方还将造一步研究盘务特性、费率、研究计划及射政等问 E
E 题. (饶武警) ~
L用白白=c;:=c ，c::=- c ，c::=- C)=ξ同时)=C)C)C)=C，=c时C)C'=C)=C'=白白白白_，=白副白白白同时阳时阳军向民阳阳归。J
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