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基于正交导频的单天线中继分解信道估计
欧阳颖倩，林雪红**
作者简介：欧阳颖倩（1986-），女，硕士研究生，主要研究方向：无线移动通信
通信联系人：林雪红（1976-），女，副教授，主要研究方向：无线移动通信，中继的关键技术，LTE 物理
层关键技术
（北京邮电大学信息与通信工程学院，北京 100876）
摘要：随着移动无线网络容量需求的增长和覆盖范围的扩大，在第四代移动通信 LTE-A 中5
引入了中继这一重要概念。根据 3GPP的 R56次会议，可以将中继分为 Type1和 Type2型。
不论哪种类型的中继，传统的信道估计方法都无法有效的在目的端分离出回程链路与接入链
路的信道估计。这里提出了一种基于正交导频序列的中继时域信道估计方法，可以有效在目
的端分离出接入链路和回程链路的信道估计，对噪声干扰做了进一步抑制，优化了性能，并
能节省信令开销。 10
关键词：无线移动通信；信道估计；正交导频序列；中继
中图分类号：
Single Antenna Relay Systems Decomposition Channal
Estimation Base On Orgothorol Sequence 15
Ouyang Yingqian, Lin Xuehong
(Information And Telecommunication School, Beijing University Of Posts And
Telecommunication, Beijing 100876)
Abstract: With the mobile wireless network increasing demands of system capacity and
coverage ,LTE-A relay technical has attracted more and more to the 3GPP 20
R56 meeting,there are two types relay:Type1 and traditional channel estimation
methods are not effective to seperate the destination access channel estimation and backhaul link
channel estimation in all types this paper proposed a channel estimation way based on
orthogonal pilot sequencey. The time-domain channel estimation method can effectively separate
access link channel estimation and backhaul channel estimation at the destination .The noise was 25
further method optimize the performance and save the resources.
Key words: Wireless communication; Channel estimation; Orthogonal pilot sequence;Relay.
0 引言
第四代移动通信中，中继的引入可以提高小区的覆盖范围和小区边缘的数据吞吐量。本30
文主要针对 Type2 和 Type1 型中继其信道估计方法一直是研究的热点。中继信道估计的研
究主要分为以下几种场景。对于 Type1 中继来说，中继端和目的端可以分别配备信道估计器，
分别进行回程链路和接入链路的信道估计，但是需要中继额外的信令开销，来传递信道估计
结果，同时，信道估计的量化结果也会影响信道估计的性能[1][2][3]。
对于 Type2 型中继来说，由于其作为一种层 1 repeater，不会配备信道估计器，那么传35
统的信道估计方法在目的端就无法分离出两跳链路的信道响应[1][2][3]。
本文引入正交导频序列，中继端对导频进行叠加处理，在目的端通过叠加导频的正交性
分离出两跳的信道响应。
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1 Zadoff-chu 序列
Zaoff-chu 序列产生的公式如下[4] 40
( )
( 1)
, 0 1ZC
qm mj
N
q ZCx m e m N
π +−= ≤ ≤ − （1-1）
其中
1 2
( 1) 31ZC
q q
q N u
= +⎢ ⎥⎣ ⎦
= ⋅ + 根据不同的u 值可以产生不同的 chu 序列,其中 ZCN 为质数。
其具有恒幅，当 ZCN 为质数时候，自相关性为
1
NCN
，且其循环、傅里叶变换均不改
变其正交性，作为正交导频序列有极好的性能。
其相关性如下。 45
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
1
Nzc
均
一
化
自
相
关
值
zadoff-chu序列循环自相关值
图 1-1 zadoff-chu 序列相关性
由图可以看出，其循环自相关最大的值在零点，为 1，其他循环自相关值为 0，可见其
循环自相关性能非常好。 50
假设三条径的信道，第一径为直射径，功率为 1，第一条径的功率为 12，时延为 20，
第二条为功率 5,时延为 100，将导频序列经过信道后做自相关，则自相关值如下
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0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
0
2
4
6
8
10
12
14
Nzc
自
相
关
值
zadoff-chu序列经过多径信道的自相关值
图 1-2 zadoff-chu 序列多径相关性
55
从图中可以看出，在无噪声的情况下，序列完美的检测出了多径结果，为我们接下来的
研究铺垫了理论基础。
2 基于正交导频序列的中继信道估计方法。
中继节点简介
从 UE 端来看，中继节点是无线接入网络的一部分，类似 eNB。从 eNB 来看，中继类60
似于终端，中继节点与发送端 eNB 无线连接。
一个中继节点至少包括两个物理层实体。一个实体用来和 UEs 通信另一个实体用来和
eNB 通信，类似于 UE 功能。如果一个中继节点配置有“中继特有”功能，则和 eNB 通信
的物理层实体除了 UE 功能，还应具有如下“中继特有”功能。如放大转发，解码转发等。
中继节点的分类 65
针对不同的标准可以分成不同种类的中继，下面是一些最常用分类的介绍。从中继的移
动性角度划分，可以将中继分为固定中继和移动中继两种。从中继的功能和映射到协议栈的
层次角度来分，则有，L0 Relay、L1 Relay、L2 Relay、L3 Relay。按回城链路的频率资源利
用机制划分：带内 Relay 和带外 Relay。3GPP 组织对 relay 的定义则为 Type1 型中继和 Type2
型中继。后来随着 RAN1 的讨论，在 Type1 Relay 的基础上，根据不同的频谱，也即是不同70
的频率使用方式，规定出新的 Type1 中继的两种子类型中继： Type 1a and Type 1b。
中继系统模型
考虑中继系统最简单的一个三点模型，S, R, D 三点都采用单天线收发。中继站工作于
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时分复用模式，即回程链路和接入链路采用时分复用(TDM)来对资源共享。在第一个时隙，
S 将信号发送给 R 端，第二个时隙，R 端将接收到的信号放大并转发给 D 端 [5]。 75
OFDM 可以克服频率选择信道带来的 ISI，同时我们假设所有节点是完美同步的。整个
传输分为两个时隙。时隙 1，源节点按一定方式在数据插入导频，由一个为 N 个子载波的
OFDM 符号调制。当 X 进行 N 点 IFFT 时变换到时域 x 时，CP 前缀加入,长度足以覆盖源节
点到中继节点的最大时延。然后 OFDM 符号从 S 将信号发送给 R 端。
第二个时隙，relay 端，首先去除 CP，然后在频域乘上放大系数。然后再重新加上一个80
CP 前缀，其长度大于任何中继节点到目的节点的时延。
考 虑 单 个 中 继 ， 源 和 目 的 节 点 都 是 单 天 线 。 信 道 响 应 IRS 为
h [h (0),..., h ( 1)]TSR SR SR SRL= − ，h [h (0),..., h ( 1)]TRD RD RD RDL= − 。传输分两个时隙完成。
第一时隙源节点传输数据到中继节点。第二时隙，中继节点和源节点传输数据到目的节点。
这里我们导频采用 Zadoff-Chu 序列， ( )pX i 可表示为 85
( ) ( 1) , 0 1qm mj NPX i e m N
π +−= ≤ ≤ − （2-1）
在第一时隙目中继节点的接收信号的频域表达式
R S SR P RY P H X W= + （2-2）
其 中 ( ) ( )0 , , 1 TR R RY Y Y N= −⎡ ⎤⎣ ⎦… 。 SP 为 源 节 点 的 传 输 功 率 。
( )( ), , 1SR SR SRH diag H H N= −… 为源节点到中继的频域信道响应，为瑞利衰落。 90
( ) ( ) ( ) ( )20 , , 1 0,TR R R R RW W W N and W n CN σ= − ∈⎡ ⎤⎣ ⎦… ，为 AWGN 分布。
改写式（2-2）为时域表达式，则[6]：
( ) ( ) ( )( ) ( )1
' 0
' '
SRL
R S SR P RN
l
y n P h l x n l w n
−
=
= − +∑ （2-3）
为了分离出两跳的信道，在中继端加将新的导频
( ) ( )( )1 / 2 , 0 1RP P NX i X i N i N= + + ≤ ≤ −⎢ ⎥⎣ ⎦ （2-4） 95
将导频中继放大转发，则在目的端收到的接收信号为
( )
=
D RD R RP D
RD SR P RD RP RD R D
Y H Y X W
H H X H X H W W
α
α α α
= + +
+ + + （2-5）
中继的信道估计方法
如上所示
将公式(2-4)化为时域形式 100
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( ) ( )( )
( ) ( ) ( )( )
( ) ( )( ) ( )
''
''
'' ''
1
'' ''
0
11
'' ''
' 00
1 1
'' '' '' ''
0 0
( ) = ( )
' '
( ) ( )
RD
SRRD
RD RD
L
D S RD p DN
l
LL
S RD SR P N
ll
L L
RD RP RD R DN
l l
y n P h l y n l w n
P h l h l x n l l
h l x n l h l w n l w n
α
α
α α
−
=
−−
==
− −
= =
− +
= − − +
− + − +
∑
∑ ∑
∑ ∑
（2-6）
在中继端配备相关估计器，得到
( )
( ) ( )( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( )( )
''
1
*
11
0 '' ''
,
' 00
1
'' ''
,
'' 0
' '
1 /2 ( ), 0, , 1
SRRD
D P
RD
P
N
P D LLN
l
y x S RD SR
ll
L
S RD w x
l
x l y l k
R k P h l h l k l l
N
P h l k l N R k k N
α δ
α δ
−
−−
=
==
−
=
⎛ ⎞−⎜ ⎟⎝ ⎠ ′= = − − +
− − + + = −⎢ ⎥⎣ ⎦
∑ ∑∑
∑ …
（2-7）
( )
( ) ( )( ) ( ) ( )
''
1
*
11
0 '' ''
, ,
' 00
( ), 0, , 1
SRRD
D RP D RP
N
RP D LLN
l
y x S RD w x
ll
x l y l p
R p P h l p l R p p N
N
α δ
−
−−
=
==
⎛ ⎞−⎜ ⎟⎝ ⎠= = − + = −
∑ ∑∑ … （2-8）
可以根据不同的响应位置得到相应的信道估计。 105
( ) ( ) ( ) ( )
''
11
,'' '' ''
' 00
( )ˆ ' ' , 0, , '
SRRD
P
LL
w x
SRD RD SR
ll S
R m
h m h l h l m l l m l l
P
δ α
−−
==
′= − − + = +∑ ∑ …
（2-9）
( ) ( ) ( )
''
1
,'' '' ''
0
( )ˆ , 0, ,
RD
D RP
L
w x
RD RD
l S
R n
h n h l n l n l
P
δ α
−
=
= − + =∑ …
（2-10）
根据
ˆˆ
ˆ
SRD
SR
RD
HH
H
= ,最终得到两跳信道的信道估计。
在实际应用中，为了进一步可以设定噪声抑制门限，在最大多径时延内选择大于某个门
限的信道估计结果，可以进一步降低噪声。 110
3 结果分析
表 3-1 仿真参数
带宽 FFT/IFFT 点数 CP 长度 S-R 和 R-D 信道模型
仿真次数
20M 997 16 EPA5 1000
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0 5 10 15 20 25 30
10
-5
10
-4
10
-3
10
-2
10
-1
SNR(DB)
M
S
E
S-R链路,R-D链路MSE
S-R链路MSE
R-D链路MSE
图 3-1 S-R,R-D 信道估计结果与理想信道估计结果的 MSE 115
首先，设定第二跳的放大系数为 20db。
从图 3-1 可以看出本文给出的 S-R,R-D 信道估计结果与两跳信道理想信道估计的 MSE
（最小均方误差）变化图，在放大系数为 20db 的情况下，S-R 链路信道比为 30db 时，S-R
链路的 MSE 约在 左右，而 R-D 链路的 MSE 接近 10-5，因为 S-R 链路的信道估计结果120
包括 S-R 信道的噪声，并被中继端放大，再加上 R-D 链路的噪声，故要比 R-D 链路的信道
估计结果误差大一些。两跳信道估计比均以满足信道估计的性能要求，可以成功分离出单独
的信道估计。
4 结论
本文给出了一种基于导频正交性进行信道估计的方法，成功的估计出了中继系统中两跳125
信道的信道信息，性能较好，方法简单，不修改发射端导频设计，只在中继端进行导频处理，
可适用于多种中继系统。
[参考文献] (References)
[1] Mingliang Liu, Jianhua Zhang, Yanyan Zhang and Yi Liu,"A Channel Estimation Scheme for
Amplify-and-Forward OFDM Relay Networks"，Vehicular Technology Conference Fall (VTC 2009-Fall), 2009 130
IEEE 70th
[2] O. Amin1 B. Gedik1 M. Uysal2 ，"Channel estimation for amplify-and forward relaying: cascaded against
disintegrated estimators", IET Communications,1st January 2010
[3] Berna Gedik and Murat Uysal, "Two Channel Estimation Methods for Amplify-and-Forward Relay Networks"
[4] 3GPP TS 135
[5] Kwanghoon Kim, Haelyong Kim, and Hyuncheol Park "OFDM Channel Estimation for the
Amply-and-Forward Cooperative Channel"
[6] Jia Tu, Yueming Cai, "Time Domain Channel Estimation for Amplify-and-Forward Relay in OFDM Systems"
