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多层介质结构 LC 带通滤波器的交叉耦合
设计#
曹珂1，李启伟1，程崇虎2**
基金项目：国家自然科学基金（61071020），高等学校博士学科点专项科研基金资助课题（20080293004）
作者简介：曹珂，（1987-），男，在读博士，主要研究方向：射频器件。
通信联系人：程崇虎，（1962-），男，教授，主要研究方向：射频电路与天线。
（1. 南京邮电大学电子科学与工程学院，南京 210003； 5
2. 南京邮电大学通信与信息工程学院，南京 210003）
摘要：本文给出了一种基于 LTCC 技术的多层介质结构带通滤波器模型，并用交叉耦合的方
法从相位的角度对其等效电路图进行了分析，解释了传输零点产生的原因。为验证解释的正
确性，在将等效电路图进行改动后再次进行了相位分析和仿真，二者的结论相符合。给出的
滤波器模型具有 5个金属层和 4个介质层，总体尺寸为 6mm×6mm×，中心频率为10
，3dB 带宽约为 340MHz。在设计时采用了独特的电感结构，并用缝隙电容实现了
源和负载之间的交叉耦合，从而保持了结构的紧凑。模型的仿真结果与电路仿真的结果相符，
展示出了滤波器所具有的良好性能。
关键词：低温共烧陶瓷；带通滤波器；交叉耦合；传输零点
中图分类号：TN713+.5 15
Design of LC Bandpass Filter with Cross-Coupling
Constructed on Multilayer Substrates
CAO Ke1, LI Qiwei1, CHENG Chonghu2
(1. School of Electronic Science and Engineering, Nanjing University of Posts and 20
Telecommunications, NanJing 210003;
2. School of Telecommunication and Information Engineering, Nanjing University of Posts and
Telecommunications, NanJing 210003)
Abstract: A bandpass filter constructed on multilayer substrates using LTCC technology was
proposed in this paper and the mechanisms producing transmission zeros were revealed by 25
analyzing its equivalent circuit schematic in terms of phase and cross-coupling. To verify this
analysis, a modified schematic was analyzed and simulated. The simulation results agree with the
analysis again. The proposed filter, working at while the 3dB bandwidth is about
340MHz, is consisted of 5 metal layers and 4 substrate layers and the overall size is about
6mm×5mm×. By taking advantages of a unique inductor structure and a gap capacitor, 30
which realized the cross-coupling between the source and load, the filter structure was designed
compactly. Simulation results of the physical structure were found in agree with circuit model
simulation results and both of them exhibited the favorable performance.
Keywords: Low Temperature Co-fired Ceramic; Bandpass Filter; Cross-Coupling; Transmission
Zero 35
0 引言
随着近年来无线通信技术的快速发展，越来越多的移动设备具有了蓝牙、Wi-Fi 等无线
通信功能。由于移动设备体积小、重量轻、功耗低，因此设计一款适用于移动设备的小型化、
高性能带通滤波器具有重要的实际意义。 40
目前，绝大多数的蓝牙、Wi-Fi 等无线通信系统均工作在工业、科学和医疗（ISM）频
段（中心频率为 ）。在这个频段下，传统的集总参数滤波器已经难以满足性能要求，
而在这个频段下设计声表面波（SAW）滤波器、陶瓷滤波器也存在相当的困难。随着技术
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的发展，上个世纪末出现的低温共烧陶瓷（Low Temperature Co-fired Ceramic，LTCC）技术
则可以较好的解决这个问题[1]。 45
传统的电路设计往往是在一个平面上进行的，这样设计出来的电路尺寸比较大，不符合
移动设备的实际需求。LTCC 技术（或其它多层介质结构技术）则在原有平面电路设计的基
础上引入了分层结构，电路中的元件可以排列在不同的层上。利用不同层上电路元件的耦合
关系，可以极大地减小电路尺寸。工业生产中，LTCC 技术是将预先制作好的金属条带埋入
介质，在低温（700℃~800℃）下进行烧结，然后通过一系列处理得到成品。使用 LTCC 技50
术生产的产品可靠性高、结构紧凑、成本低，具有较大的成本和性能优势。目前，已经出现
了许多基于 LTCC 技术的微波滤波器[2,3,4]、巴伦[5]等。
1 电路模型及传输零点产生机理的分析
（1）电路模型的设计
本文使用了文献[2]中给出的二阶带通滤波器电路模型（如图 1 所示）。该模型引入了55
源和负载之间的交叉耦合，得到了两个位置可以调节的传输零点，从而使滤波器具有了较强
的实用性。结合滤波器设计理论，本文设计了一个中心频率约 ，3dB 带宽约 350Mhz
的带通滤波器电路模型。两个传输零点分别位于 处和 处，借以抑制 DCS-1800
系统的信号。图 3 给出了用 ADS 软件对该电路的仿真结果，其中各元件的值分别为：
1 2 C= = ， 3 4= = C ， 5 = ， 1 2= = L ， m 9nHL = 。 60
图 1 带有两个传输零点的二阶滤波器电路模型
Circuit schematic of second-order BPF with two transmission zeros
（2）传输零点产生机理的分析 65
在文献[2]中，作者利用微波网络原理和图解法分析了影响零点位置的因素。但是用网
络参数进行数学推导缺少物理解释。参照文献[6]中给出的方法，本文从相位的角度对图 1
所示的电路进行定性分析，试图说明传输零点产生的原因。
若令 21φ 代表 21S 的相位，则有如下结论[6]：
对于串联电容： 21 +90φ ≈ °； 70
对于串联电感： 21 -90φ ≈ °；
对于并联 LC 谐振回路： 21
+90 ,
-90 ,
φ °⎧≈ ⎨ °⎩
低于谐振频率时
高于谐振频率时
图 1 所示电路图也可以简化为图 2 的节点模型。该模型中的节点 S 和 E 分别代表起点
和终点；节点 1 和 2 代表两个谐振腔，分别由 3C 和 1L 、 4C 和 2L 组成；其余的电感和电容
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（ mL 、 1C 、 2C 和 5C ）均保留在图中。 75
图 2 图 1 的节点模型
Node model of
按照交叉耦合的观点，在该图中信号共有两条传输路径（①和②）。在流经这两条路径80
时，信号的相位会随着元件的频率特性而改变。根据上面给出的结论，可以得到表 1 所示的
相位变化数据。在谐振频率的两侧，各有一个频率点上两路信号反相，即产生了传输零点。
同样的，这也定性的说明了电容 1C 和 2C 在电路中所起的作用：若没有这两个电容，表 1 中
的数据则转化为表 2 中的数据。此时在低于谐振频率的一侧两路信号相位始终相同，因而无
法产生传输零点，而在高于谐振频率的一侧则会产生一个传输零点。 85
表 1 图 2 中两路信号的相位差变化
Phase difference of two paths in Fig. 2
低于谐振频率 高于谐振频率
① 90 90 90 90 90 270+ °+ ° − °+ ° + ° = + ° 90 90 90 90 90 90+ °− °− ° − °+ ° = − °
② 90+ ° 90+ °
相位差 180+ ° 180− °
表 2 不存在电容 1C 和 2C 时两路信号的相位差变化 90
Phase difference of two paths in Fig. 2 (Without 1C and 2C )
低于谐振频率 高于谐振频率
① 90 90 90 +90+ − + =° ° ° ° 90 90 90 90− + − ° = −° ° °
③ 90+ ° 90+ °
相位差 0° 180− °
为了验证上面的推断，本文也给出了相应电路的 ADS 仿真结果（如图 3 所示）。该电
路是在图 1 的基础上直接去掉了 1C 和 2C ，其它元件的参数值不做任何调整。由于去掉了两
个电容，滤波器的性能急剧变差，但这并不影响对性能曲线趋势的观察。从图中可以看到，95
低于谐振频率的范围内没有出现零点，而在 处则存在一个零点，这与上文给出的结
论相符合。
2 滤波器物理结构的实现
（1）电容、电感的结构
多层介质结构中的电感、电容结构已经比较成熟[7]。一般的，电容元件主要有 MIM 电100
容和 VIC 电容两种形式。其中 VIC 电容可以充分利用多层结构的优势，能够在较小的体积
上实现较大的电容，因而本文在设计时主要采取这种形式的电容。
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图 3 电路模型的仿真结果
Simulation results of circuit model 105
同样，电感的结构也有很多种。然而文献[7]中给出的电感结构普遍占用面积比较大，
不利于整体尺寸的控制，因此本文提出了图 4 所示的立体螺旋电感。这种电感由多条金属条
带和连接金属条带的金属柱（或金属化过孔）组成。相对于平面螺旋电感和普通的三维电感，
这种电感利用不同层间的相互耦合产生电感，具有占用面积小，结构简单，便于调节的特点。 110
(a) 3圈的立体螺旋电感的结构示意图 (b) 本文使用的圈的立体螺旋电感结构示意图
(a) 3D structure of 3-circle spiral inductor (b) -circle spiral inductor used in this paper
图 4 立体螺旋电感的结构示意图
Structure of spiral inductor 115
（2）滤波器的物理结构
图 5 给出了本文设计的滤波器物理结构（由于模型中的元件对称分布，因而只标出了一
部分元件）。该模型共有五层金属，四层介质。每层金属的厚度为 18um，每层介质的厚度
为 300um。 120
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图 5 滤波器的详细结构
Physical layout of proposed bandpass filter
如图 5 和图 1 所示，电容 1C （ 2C ）是简化了的 VIC 电容，共有三层金属，分别位于第125
二、三、四层上。电容 3C （ 4C ）由两个 MIM 电容并联而成：一个是由位于第二层的金属
与位于第一层的金属地组成，另一个是由位于第四层的金属和位于第五层的金属地组成。耦
合电容 5C 实现了源和负载之间的交叉耦合，直接影响着通带两侧传输零点的位置，因而对
滤波器的性能具有决定因素。在设计时，通过将第三层上的两片金属导体向滤波器中心延伸，
得到了一个缝隙电容。该电容的电容值主要受缝隙宽度的影响。相对于文献[2]使用一个单130
独的金属层实现耦合电容的方法，用缝隙电容作为耦合电容可以减少元件数量，并节省一个
金属层。由于 LTCC 器件结构复杂且空间有限，因此将两个电容合二为一可以有效地降低元
件间的寄生效应。
模型中的电感则采用了图 4(a)的结构。考虑到当电感的圈数过多时会严重的降低Q值[7]，
因此电感的圈数应在满足设计要求的条件下尽量减少。本文中电感圈数取做 圈（如图 4(b)135
所示）。电感 1L 和 2L 分别与电容 3C 和 4C 并联，其末端与第五层的金属地相连。耦合电感 mL
则是将电感 1L 和 2L 沿 y 轴方向相互靠近，通过二者之间的互感形成。该耦合电感主要受 1L
和 2L 的间距和长度的影响。由于改变 1L 和 2L 的长度会影响其自身的电感值，因而在调节过
程中主要是调节二者之间的间距。
输入输出端口则采用50Ω的带状线，一端与位于第三层上的金属直接相连，另一端与140
外部测量仪器相连。
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3 仿真结果
在设计好滤波器的物理结构之后，将电容、电感元件组合成一个整体，便可以得到滤波
器的初始模型。但是在设计元件时没有考虑到元件组合后的寄生效应，因而需要对滤波器各
元件的尺寸做进一步的微调，以抵消寄生效应的影响。 145
使用 Ansoft 公司的 High Frequency Structure Simulation (HFSS)仿真软件对滤波器模型
进行仿真、微调，得到了图 6 给的结果。模型使用铜作为金属导体，介质的相对介电常数为
，总尺寸约为6mm 6mm × × 。中心频率约为 ，3dB 带宽约 340MHz，
通带内插入损耗约为，两个传输零点分别位于 和 3GHz 左右。滤波器的性能
基本符合设计目标，尤其是在 处的传输零点可以对 DCS-1800 系统的干扰信号产生150
一定的抑制。
图 6 滤波器物理模型的仿真结果和电路模型的仿真结果
Simulation results of physical model and circuit model
155
两个传输零点的位置受耦合电容 5C 的影响。当缝隙宽度减小的时候电容值增加，两传
输零点更靠近通带；当缝隙宽度增加的时候电容值减小，两传输零点外扩。图 7 (a)给出了
当缝隙宽度为 60um、100um 和 140um 时的仿真结果。从图中可以看到 S11 参数基本保持不
变，但 S21 参数随着缝隙的变化产生了显著地改变。
同样的，当耦合电感 mL 的间距减小时，电感值增加，插入损耗减小，但带宽变大；当160
间距增加时，电感值减小，插入损耗变大，但带宽减小。因而可以通过改变耦合电感来控制
带宽和插入损耗。图 7 (b)给出了当间距为 280um、360um 和 440um 时的仿真结果。当耦合
电感发生变化时，除了带宽和插入损耗受到影响外 S11 参数也会受到一定的影响。
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(a) 耦合电容大小的影响（图例为缝隙宽度） (b) 耦合电感大小的影响（图例为两电感的间距） 165
(a) Simulation results of different coupling capacitors (numbers in legend are the width of gaps)
(b) Simulation results of different coupling inductors (numbers in legend are the distance between two inductors)
图 7 耦合电容大小和耦合电感大小对性能的影响
Simulation results of different coupling capacitors and coupling inductors
170
4 结论
本文给出了一种基于 LTCC 技术的多层介质结构二阶滤波器模型，并从相位的角度分析
了其传输零点产生的原因。为验证相位分析的正确性，又对原有电路进行了改动并用商用仿
真软件进行仿真。仿真结果与理论分析的结果相符。用该方法分析电路的传输零点分布较为
方便、快捷。滤波器模型使用了较为独特的电感结构，该结构利用不同层之间的耦合关系，175
减小了电感的尺寸。同时，用两片金属同时实现了输入输出耦合电容和源与负载之间的耦合
电容，降低了模型结构的复杂度。使用商业仿真软件仿真得到的结果具有较好的性能，符合
设计的目标。
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