（广告传媒）移动电视接
收器前端低成本方案
移动电视接收器前端低成本方案
移动电视接收前端必须具有在远离发射器条件下工作所需的灵敏度，
而且在有强信号时还能容忍过载。可被整集成到车载娱乐(ICE)系统，
以及手机、便携式数字助理(PDA)、笔记本电脑等多种便携式电子设
备内的移动电视接收能力，即使在用户的接收器和发射器间的距离随
行程而变化(不同于传统广播电视)的条件下也应有良好的表现。将高
增益低噪放大器(LNA)与一个 PIN二极管旁路开关结合起来就可实现
带过载保护、具有高灵敏度的移动电视接收器前端的低成本方案。
实现移动电视接收器最实用的办法是在强信号条件下降低接收机的
增益。可变射频信号增益简化了对混频器级的线性要求，从而允许使
用低成本射频 IC来构建接收模块。在配有可切换/可调节增益接收器
前端的级联分析中，输入三阶交调截取点(IIP3)的改善将是增益变化
的函数。与固定增益接收器相比，可调增益接收器能更好地处理强信
号。
自动增益控制(AGC)电路也可被用于改变 LNA增益，而且由于通常是
在通道滤波器前实现 AGC，所以它可以对来自邻近信道传输的过载做
出响应。
降低 RF增益的一个办法是在 LNA之前将部分射频信号分流到地。该
方法使用的射频开关元件数量最少，但是当开关关闭时，会使得阻抗
不匹配，从而可能影响系统其它部分。一种变通方法是把阻尼元件连
至 LNA并联谐振网络的高阻抗或“热”端，尽管从更大的增益控制范
围角度看，这种方法在 LNA之前牺牲了射频选择性。
当接收到的信号对 LNA后面的各级(如混频器或中频(IF)放大器)呈过
载时，还可以借助一对射频开关来旁路 LNA级。在旁路状态，输入信
号直接传送到下变频器 IC。只要旁路信号回路内的器件匹配特征阻抗
(移动电视是 75Ω)，不匹配的机会就会降至最小。当然，增加的开关
使电路更复杂。
另一种办法是通过减小供给 LNA的有源器件的静态电流来降低射频增
益。类似双栅极 MOSFET等采用该技术的放大器和器件使用附加的器
件终端来控制偏置电流。因为不采用开关元件，所以这种增益控制方
法在电路上最简单，但由于集电极/漏极电流低于额定器件直流工作
点，它的线性度有所牺牲。
为满足客户对工作在 47~870MHz频谱的双模(模拟/数字)移动电视接
收机内 LNA的要求，考虑了几种 MMIC选择，但它们的线性度并不够
好，因此没被采用。这里采用一个宽带高线性度 MMICLNA(MGA-68563
型)和一个外接 PIN二极管开关设计出了一个方案。
这款单级 GaAsPHEMTLNA器件具有 800微米的栅宽(图 3)。该器件的栅
极连接到一个内部电流镜，以补充工艺变化的影响并将阈值电压变异
的影响降至最低。该LNA采用有损耗的负反馈以实现稳定性并在100MH
z~1GHz频谱内将幅度响应平稳在一个 3dB的窗口内(±)。
因其内部反馈和低于 10dB的输出回波损耗，该 MMIC不需要输出阻抗
匹配。但在一个如此宽的频率范围(47~870MHz)对输入进行匹配，被
证明并非易事且需要一个非传统的方法，其中为优化输入回波损耗指
标，FET的漏极电流(Ids)要高于标称值 10mA。20mA的 Ids就可满足
输入回波损耗性能要求，但 Ids被选为 30mA以使其足够宽裕来补偿
增加的 PIN二极管开关电路带来的任何影响。该 MMICLNA的引脚 4通
过外接电阻器 R1控制流过内部偏置电流发生器的电流。改变 R1的尺
寸规格会改变 Ids，但电源电压 Vd将保持为 3V。将标称 Ids加大三
倍可提供更高线性度。
在设计 LNA/开关电路时，一开始旁路开关采用了 4个 PIN二极管。对
双刀双掷(DPDT)开关来说，这是常见的配置。该电路的工作原理是使
位于上部的 PIN二极管对导通，使下部的这对为零偏置，反之亦然。
在正常操作中，只有低的这对 PIN二极管导通，而 LNA对射频信号进
行放大。当必须降低射频增益时，上部这对 PIN二极管导通，射频信
号以旁路模式围绕 LNA路由。这些电阻用于调节 PIN二极管的正向电
流以及将射频信号与逻辑控制端口 VSW1和 VSW2隔绝。第一款设计用
的元件数量不少，所以要寻找一种更简单的方案。
通过与客户沟通，我们开发出一种更简单的双刀单掷(DPST)开关，只
需把旁路路径与输入和输出端口连接或断开。由于不再对 LNA通路进
行切换控制，为利用未偏置 FET的本有隔绝特性，在旁路模式时必须
关闭 LNA电源(Vdd)。这种方法降低了旁路通路的回波损耗性能，因
为该通路具有未偏置 FET并联的有限栅极和漏极阻抗。
在正常工作中，PIN二极管电源关闭(VSW=0V)，而 LNA电源仍恢复至
3V。但这些零偏置 PIN二极管受到寄生电容的影响，因此 LNA的增益
与回波损耗性能因旁路路径与输入和输出端口的不完全隔离而受损。
在 LNA/开关内，电感 L1和 L2是铁氧体磁珠，它们在 MMIC和二极管
偏置网络的整个范围内呈现出高阻抗。没有 L1作为扼流圈，输入信
号的一部分将通过与电阻 R3并联的寄生电容旁路到地。在没有 L1的
原型板上进行的测量表明，该电感可防止 LNA噪声指标的恶化。电容
C3、C4和 C5将射频信号从直流电源中解耦出来，它们的容抗值都不
大(在最低工作频率下的 Xc为 5Ω)。电容 C1和 C2在 MMIC的输入和
输出端起隔直作用。特意选择 C2为一个较小值，以产生高通响应，
从而补偿 MMIC在高频下固有的增益滚降特性。电阻 R1和 R2控制 MMIC
的电流，它们使得当 Vdd=3V时，电流为 30mA。在 VSW=3V时，电阻
R3、R4和 R5将 PIN二极管的正向偏置限制在约为 。
只用一个 PIN二极管可进一步简化该电路，但这样做没有任何好处，
因为 SOT-23或 SOT-323表面贴的二极管对和单个二极管的占位空间
是一样的，而价格上的差别可忽略不计。
为*估 LNA/开关的性能，在以前为非旁路 LNA应用设计的电路板上搭
建了一个原型。该 PCB由 Rogers公司的 RO4350B层压材料组成，当
频率为 10GHz是，z方向的介电常数是 。将该 PIN二极管与其相
关的偏置元件直接焊在早先就存在于 PCB上的元器件的引脚/焊盘上。
两个 1N5719轴向玻璃二极管被用作 D1的开关元件。在后来的 PCB布
局中，将用 SOT封装的 PIN二极管对(HSMP-3893/E型)取代这些二极
管。
在我们关注的频率范围内，该 LNA的中位数增益为 ±。借
助隔直电容 C2的高通响应,对频率低于 200MHz信号进行适度衰减，
保证了频率响应的平坦。高频端增益的滚降与 MMIC的特点一致，且
可能源自于未偏置 PIN二极管的寄生电容的负反馈。
在旁路模式，在整个频谱范围内，电路具有 到 的衰减。该
模式下的损耗主要来自 PIN二极管的寄生串联电感。PCB的耗散、FET
的 FET终端阻抗以及电阻 R4的寄生并联电容对旁路模式的损耗有一
些影响。不过，旁路模式损耗被很好地控制在客户规范限定的-5dB水
平内，所以目前在试图进一步降低旁路损耗。
当在特定频率范围内对旁通模式进行*估时，输入和输出回波损耗表
现一贯良好(低于 17dB)。无偏置 FET的栅极和漏极与开环电路的近似
程度是影响回波损耗的主要因素。当 LNA工作时，返回损耗性能并没
有这样好，此时在最低频率下的最坏情况是输出返回损耗等于 7dB。
低于 70MHz频率时，差的输出回波损耗表现是由小数值电容 C2引起
的，它是对更好频率响应的一种折衷。
若没有 L1，则无法满足目标噪声规范(不高于 )。通过曲线对比，
可以推测 R3的寄生电容对信号损耗有 ~的影响，从而将噪
声同样增加了 ~。若使用 L1，带内噪声指标会有更多变化(从 0
.2dB上升到 )，但这并不重要。这些变化可能来自于随频率增
加、铁氧体磁珠越来越弱的扼流能力，特别是对从根据制造商提供的
性能图表推测出的约 100MHz以上的自谐振频率(SRF)来说更是如此。
在移动电视频带范围内，采用-20dBm的双音输入功率水平将该 LNA的
输出三阶交调截取点(OIP3)作为若干均匀分布的频点实施了测量。通
过减去从 OIP3数据测得的增益，对 IIP3进行了计算。OIP3不低于 30
.3dBm，在频带内的最大增益变异是 线性比数据表上的标称值(2
0dBm)有 10dB的改善，该改进可归功于设计采用的更高 Ids。
该 LNA/开关设计满足了其目标规范且显示出具有巨大的改进潜能。例
如，可通过用 SRF更高的铁氧体磁珠电感替代目前所用的产品来改善
噪声性能。
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