第7章 PWM控制技术
PWM控制的基本原理
PWM逆变电路及其控制方法
PWM跟踪控制技术
PWM整流电路及其控制方法
1
引言
■PWM（Pulse Width Modulation）控制就是对脉冲的宽度
进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，
来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。
■第5章的直流斩波电路实际上采用的就是PWM技术，第6
章中涉及到PWM控制技术的地方有两处，一处是第
节中的斩控式交流调压电路，另一处是第节矩阵式变
频电路。
■PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路
的影响也最为深刻，现在大量应用的逆变电路中，绝大
部分都是PWM型逆变电路。
2
PWM控制的基本原理
■面积等效原理
◆是PWM控制技术的重要理论基础。
◆原理内容：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效
果基本相同。
☞冲量即指窄脉冲的面积。
☞效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。
☞如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频
段略有差异。
◆实例
☞将图7-1a、b、c、d所示的脉冲作为输入，加在图7-2a所示的R-L电路上，
设其电流i(t)为电路的输出，图7-2b给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。
图7-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 图7-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
3
PWM控制的基本原理
■用PWM波代替正弦半波
◆将正弦半波看成是由N个彼此相连的脉冲宽度为
/N，但幅值顶部是曲线且大小按正弦规律变化的
脉冲序列组成的。
◆把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽
的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波
部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部
分面积（冲量）相等，这就是PWM波形。
◆对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得
到PWM波形。
◆脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的
PWM波形，也称SPWM（Sinusoidal PWM）波形。
■PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两
种，由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波。
■基于等效面积原理，PWM波形还可以等效成其他
所需要的波形，如等效所需要的非正弦交流波形等。 图7-3 用PWM波代替正弦半波
4
PWM逆变电路及其控制方法
计算法和调制法
异步调制和同步调制
规则采样法
PWM逆变电路的谐波分析
提高直流电压利用率
和减少开关次数
空间矢量SVPWM控制
PWM逆变电路的多重化
5
计算法和调制法
■计算法
◆根据逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内
的脉冲数，将PWM波形中各脉冲的宽度和间隔准确计算出
来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就
可以得到所需要的PWM波形，这种方法称之为计算法。
◆计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅
值或相位变化时，结果都要变化。
■调制法
◆把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号
作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。
◆通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三
角波应用最多。
6
计算法和调制法
图7-4 单相桥式PWM逆变电路
■单相桥式PWM逆变电路（调制法）
◆电路工作过程
☞工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补，
比如在uo正半周，V1导通，V2关断，V3和V4交替通断。
☞负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有
一段区间为正，一段区间为负。
√在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，
uo=Ud。
√V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。
√在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，
因io为负，故io实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud。
√V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。
√uo总可以得到Ud和零两种电平。
☞在uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，
V3和V4交替通断，负载电压uo可以得到-Ud和零两种电
平。
阻感负载
7
计算法和调制法
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud
图7-4 单相桥式PWM逆变电路
图7-5 单极性PWM控制方式波形
◆单极性PWM控制方式
☞调制信号ur为正弦波，载波uc在ur的
正半周为正极性的三角波，在ur的负半周
为负极性的三角波。
☞在ur的正半周，V1保持通态，V2保持
断态。
√当ur>uc时使V4导通，V3关断，
uo=Ud。
√当ur<uc时使V4关断，V3导通，
uo=0。
☞在ur的负半周，V1保持断态，V2保持
通态。
√当ur<uc时使V3导通，V4关断，
uo=-Ud。
√当ur>uc时使V3关断，V4导通，
uo=0。
8
计算法和调制法
u r u cu
O w t
O w t
u ou ofu o
U d
-U d
图7-4 单相桥式PWM逆变电路
图7-6 双极性PWM控制方式波形
◆双极性PWM控制方式
☞在调制信号ur和载波信号uc的交点
时刻控制各开关器件的通断。
☞在ur的半个周期内，三角波载波有
正有负，所得的PWM波也是有正有负，
在ur的一个周期内，输出的PWM波只
有±Ud两种电平。
☞在ur的正负半周，对各开关器件的
控制规律相同。
√当ur>uc时，V1和V4导通，V2和V3
关断，这时如io>0，则V1和V4通，如
io<0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都
是uo=Ud。
√当ur<uc时，V2和V3导通，V1和V4
关断，这时如io<0，则V2和V3通，如
io>0，则VD2和VD3通，不管哪种情况都
是uo=-Ud。
9
计算法和调制法
图7-7 三相桥式PWM型逆变电路
图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形
■三相桥式PWM逆变电路（调制法）
◆采用双极性控制方式。
◆U、V和W三相的PWM控制通
常公用一个三角波载波uc，三相的
调制信号urU、urV和urW依次相差
120°。
10
计算法和调制法
◆电路工作过程（U相为例）
☞当urU>uc时，上桥臂V1导通，下桥臂V4关
断，则U相相对于直流电源假想中点N’的输
出电压uUN’=Ud/2。
☞当urU<uc时，V4导通，V1关断，则uUN’=-
Ud/2。
☞V1和V4的驱动信号始终是互补的。
☞当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)
导通，也可能是二极管VD1(VD4)续流导通，
这要由阻感负载中电流的方向来决定。
☞uUN’、uVN’和uWN’的PWM波形都只有
±Ud/2两种电平。
图7-7 三相桥式PWM型逆变电路
图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形
11
计算法和调制法
图7-7 三相桥式PWM型逆变电路
图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形
☞输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成。
√当臂1和6导通时，uUV=Ud。
√当臂3和4导通时，uUV=－Ud。
√当臂1和3或臂4和6导通时，uUV=0。
☞负载相电压uUN可由下式求得
负载相电压的PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0
共5种电平组成。
◆为了防止上下两个臂直通而造成短路，在上下两
臂通断切换时要留一小段上下臂都施加关断信号的
死区时间。
12
计算法和调制法
图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形
■特定谐波消去法
◆是计算法中一种较有代表性的方法。
◆如果在输出电压半个周期内开关器件开通和关断各k次，考虑到PWM波四
分之一周期对称，共有k个开关时刻可以控制，除去用一个自由度来控制基波
幅值外，可以消去k－1个频率的特定谐波。
◆以三相桥式PWM型逆变电路中的uUN’波形为例
☞在输出电压的半个周期内，器件开通和关断各3次（不包括0和π时刻），
共有6个开关时刻可以控制。
13
计算法和调制法
☞为了消除偶次谐波，应使波形正负两半周期镜对称，即
☞为了消除谐波中的余弦项，简化计算过程，应使波形在正半周期内前后1/4
周期以/2为轴线对称，即
☞同时满足式(7-1)和式(7-2)的波形称为四分之一周期对称波形，这种波形可用
傅里叶级数表示为
式中，an为
(7-1)
(7-2)
(7-3)
14
计算法和调制法
图7-9 特定谐波消去法的输出PWM波形
☞因为图7-9的波形是四分之一周期对称的，所以在一个周期内的12个开关时
刻（不包括0和时刻）中，能够独立控制的只有1、2和3共3个时刻，该波
形的an为
(7-4)
15
计算法和调制法
☞在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，因
此通常可以考虑消去5次和7次谐波，根据需要确定基波分量a1的值，
再令a5和a7等于0，就可以建立三个方程，联立可求得1、2和3。
这样可以消去两种特定频率的谐波，对于给定的基波幅值a1，求解
上述方程可得一组1、2和3，基波幅值a1改变时，1、2和3也相应
地改变。
(7-5)
16
异步调制和同步调制
■载波频率fc与调制信号频率fr之比N= fc/fr称为载波比，根据载波和信
号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式可分为异步调制和
同步调制两种。
■异步调制
◆载波信号和调制信号不保持同步的调制方式称为异步调制。
◆通常保持载波频率fc固定不变，因而当信号波频率fr变化时，载波
比N是变化的。
◆在信号波的半个周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固
定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。
◆当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不
利影响都较小，PWM波形接近正弦波。
◆当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称
的影响就变大，输出PWM波和正弦波的差异变大，对于三相PWM型
逆变电路来说，三相输出的对称性也变差。
◆在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号
波频率较高时仍能保持较大的载波比。
17
异步调制和同步调制
uc
u rU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
tO
O
O
uWN'
2
U
d
-
2
U
d
图7-10 同步调制三相PWM波形
■同步调制
◆载波比N等于常数，并在变频时使
载波和信号波保持同步的方式称为同
步调制。
◆fr变化时载波比N不变，信号波一
个周期内输出的脉冲数是固定的，脉
冲相位也是固定的。
◆在三相PWM逆变电路中，通常公
用一个三角波载波，为了使三相输出
波形严格对称和一相的PWM波正负半
周镜对称，取N为3的整数倍且为奇数。
◆当逆变电路输出频率很低时，同步
调制时的fc也很低，fc过低时由调制带
来的谐波不易滤除，当负载为电动机
时也会带来较大的转矩脉动和噪声；
当逆变电路输出频率很高时，同步调
制时的fc会过高，使开关器件难以承受。
18
异步调制和同步调制
图7-11 分段同步调制方式举例
■分段同步调制
◆把fr范围划分成若干个频段，每个
频段内都保持载波比N为恒定，不同频
段的载波比不同。
◆在fr高的频段采用较低的载波比，
以使fc不致过高，限制在功率开关器件
允许的范围内。
◆在fr低的频段采用较高的载波比，
以使fc不致过低而对负载产生不利影响。
◆为了防止fc在切换点附近的来回跳
动，在各频率切换点采用了滞后切换的
方法。
◆有的装置在低频输出时采用异步调
制方式，而在高频输出时切换到同步调
制方式，这样可以把两者的优点结合起
来，和分段同步方式的效果接近。
实线表示
输出频率
增高时的
切换频率
虚线表示
输出频率
降低时的
切换频率
19
规则采样法
uc
u
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图7-12 规则采样法
■在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功
率开关器件的通断，这种生成SPWM波形的
方法称为自然采样法。
■规则采样法
◆是一种应用较广的工程实用方法，其效
果接近自然采样法，但计算量却比自然采样
法小得多。
◆方法说明
☞取三角波两个正峰值之间为一个采样
周期Tc，使每个脉冲的中点都以相应的三角
波中点（即负峰点）为对称。
☞在三角波的负峰时刻tD对正弦信号波
采样而得到D点，过D点作一水平直线和三
角波分别交于A点和B点，在A点时刻tA和B
点时刻tB控制功率开关器件的通断。
☞可以看出，用这种规则采样法得到的
脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度
非常接近。
20
规则采样法
uc
u
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图7-12 规则采样法
☞和'的确定
设正弦调制信号波为
式中，a称为调制度，0≤a<1；r为正弦信
号波角频率，从图7-12中可得如下关系式
因此可得
脉冲两边的间隙宽度'为
(7-6)
(7-7)
21
规则采样法
☞三相桥式逆变电路
√通常三相的三角波载波是公用的，三相正弦调制波的相位依次相差
120°。
√设在同一三角波周期内三相的脉冲宽度分别为U、V和W，脉冲两
边的间隙宽度分别为'U、'V和'W，由于在同一时刻三相正弦调制波
电压之和为零，故由式(7-6)可得
同样，由式(7-7)可得
利用式(7-8)、式(7-9)可以简化生成三相SPWM波形时的计算。
(7-8)
(7-9)
22
PWM逆变电路的谐波分析
■载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量，
这些谐波分量的频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的
重要指标之一。
■双极性SPWM波形的谐波分析
◆同步调制可以看成异步调制的特殊情况，因此只分析
异步调制方式。
◆分析方法
☞以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数可以推导出
PWM波的傅里叶级数表达式。
☞这种分析过程相当复杂，而其结论却是很简单而直
观的。
23
PWM逆变电路的谐波分析
+k )角频率 (nw w
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
谐
波
振
幅
k
n
a=
a=
a=
a=0
◆单相桥式PWM逆变电路
☞所包含的谐波角频率为
式中，n=1,3,5,…时，
k=0,2,4, …；n=2,4,6,…时，
k=1,3,5, …
☞其PWM波中不含有
低次谐波，只含有角频
率为c及其附近的谐波，
以及2c、3c等及其附
近的谐波。
☞幅值最高影响最大的
是角频率为c的谐波分
量。
(7-10)
图7-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
24
PWM逆变电路的谐波分析
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
k
n
a=
a=
a=
a=0
角频率(nw c +kwr)
谐
波
振
幅
◆三相桥式PWM逆变电路
☞分析应用较多的公用载波信
号时的情况，在其输出线电压中
，所包含的谐波角频率为
式中，n=1,3,5,…时，k=3(2m-
1)±1，m=1,2,…；n=2,4,6,…
时，
☞不含低次谐波。
☞载波角频率c整数倍的谐
波没有了，谐波中幅值较高
的是c±2r和2c±r。
(7-11)
图7-14 三相桥式PWM逆
变电路输出线电压频谱图
25
PWM逆变电路的谐波分析
■谐波分析小结
◆在实际电路中，由于采样时刻的误差以及为避免同一
相上下桥臂直通而设置的死区的影响，谐波的分布情况
将更为复杂，谐波含量比理想条件下要多一些，甚至还
会出现少量的低次谐波。
◆SPWM波形中所含的谐波主要是角频率为c、2c及其
附近的谐波，一般情况下c>>r，是很容易滤除的。
◆当调制信号波不是正弦波，而是其它波形时，其谐波
由两部分组成，一部分是对信号波本身进行谐波分析所
得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生
的谐波。
26
提高直流电压利用率和减少开关次数
■提高直流电压利用率、减少开关次数在PWM型逆变电路
中是很重要的。
◆直流电压利用率是指逆变电路所能输出的交流电压基波
最大幅值U1m和直流电压Ud之比。
◆提高直流电压利用率可以提高逆变器的输出能力。
◆减少功率器件的开关次数可以降低开关损耗。
■正弦波调制的三相PWM逆变电路的直流电压利用率很低。
◆在调制度a为最大值1时，输出相电压的基波幅值为Ud/2
，输出线电压的基波幅值为 ，即直流电压利用率
仅为。
◆实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要
时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1，实际能
得到的直流电压利用率比还要低。
27
提高直流电压利用率和减少开关次数
uc urU urV urWu
uUN'
O wt
O wt
O wt
O wt
uVN'
uUV
图7-15 梯形波为调制信号的PWM控制
■采用梯形波作为调制信号
◆当梯形波幅值和三角波幅值相等
时，梯形波所含的基波分量幅值已
超过了三角波幅值，可以有效地提
高直流电压利用率。
◆决定功率开关器件通断的方法和
用正弦波作为调制信号波时完全相
同。
◆对梯形波的形状用三角化率=
Ut/Uto来描述，其中Ut为以横轴为底
时梯形波的高，Uto为以横轴为底边
把梯形两腰延长后相交所形成的三
角形的高。
◆=0时梯形波变为矩形波，=1
时梯形波变为三角波。
28
提高直流电压利用率和减少开关次数
图7-16 σ变化时的δ和直流电压利用率 图7-17 σ变化时的各次谐波含量
◆由于梯形波中含有低次谐波，调制后的PWM波仍含有同样的低次谐波，设
由这些低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为，则三角
化率不同时，和直流电压利用率U1m/Ud也不同。
◆=时，谐波含量也较少，约为%，直流电压利用率为，综合效果
较好。
◆用梯形波调制时，输出波形中含有5次、7次等低次谐波，这是梯形波调制
的缺点，实际应用时，可以考虑将正弦波和梯形波结合使用。
29
提高直流电压利用率和减少开关次数
u
uc
r1
u
O w t
u ru r1
u
O w t
ur3
图7-18 叠加3次谐波的调制信号
■线电压控制方式
◆目标是使输出的线电压波形中不含低次谐波，同时尽可能提高直流电压利
用率，也应尽量减少功率器件的开关次数。
◆在相电压正弦波调制信号中叠加适当大小的3次谐波，使之成为鞍形波，
则经过PWM调制后逆变电路输出的相电压中也必然包含3次谐波，且三相的三
次谐波相位相同，在合成线电压时，各相电压的3次谐波相互抵消，线电压为
正弦波。
◆图7-18中，调制信号ur成为鞍形波，基波分量ur1的幅值更大，但ur的最大
值不超过三角波载波最大值。
基波ur1正峰值附近恰为
3次谐波ur3的负半波，
两者相互抵消。
30
提高直流电压利用率和减少开关次数
图7-19 线电压控制方式举例
◆线电压控制方式举例
☞可以在正弦调制信号中叠加3次谐波外，
还可以叠加其他3倍频于正弦波的信号，也可
以再叠加直流分量，这些都不会影响线电压。
☞图7-19中，up中既包含3的整数倍次谐波，
也包含直流分量，而且其大小是随正弦信号的
大小而变化的，设三角波载波幅值为1，三相
调制信号中的正弦波分量分别为urU1、urV1和
urW1，并令
则三相的调制信号分别为
(7-12)
(7-
13)
31
提高直流电压利用率和减少开关次数
图7-19 线电压控制方式举例
☞不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、
urV、urW中总有1/3周期的值是和三角波
负峰值相等的，其值为-1，在这1/3周期
中，并不对调制信号值为-1的一相进行
控制，而只对其他两相进行PWM控制，
因此也称为两相控制方式。
☞两相控制方式有以下优点
√在信号波的1/3周期内开关器件不动作，
可使功率器件的开关损耗减少1/3。
√最大输出线电压基波幅值为Ud，和相
电压控制方法相比，直流电压利用率提
高了15%。
√输出线电压中不含低次谐波，这是因
为相电压中相应于up的谐波分量相互抵
消的缘故，这一性能优于梯形波调制方
式。
32
空间矢量SVPWM控制
■空间矢量SVPWM控制技术广泛运用于变频器中，驱动交流电机时，使电机
的磁链成为圆形的旋转磁场，从而使电机产生恒定的电磁转矩。
■空间矢量SVPWM控制技术
◆图4-9所示的三相电压型桥式逆变电路，采用180°导通方式，共有8种工作
状态，即V6、V1、V2通，V1、V2、V3通，V2、V3、V4通，V3、V4、V5通，V4、
V5、V6通，V5、V6、V1通，以及V1、V3、V5通和V2、V4、V6通，用“1”表示
每相上桥臂开关导通，用“0”表示下桥臂开关导通，则上述8种工作状态可依次
表示为100、110、010、011、001、101以及111和000。
◆前6种状态有输出电压，属有效工作状态，而后两种全部是上管通或下管
通，没有输出电压，称之为零工作状态，故对于这种基本的逆变器，称之为6
拍逆变器。
图4-9 三相电压型桥式逆变电路
33
空间矢量SVPWM控制
图7-20 电压空间矢量六边形
图7-21 空间电压矢量的线形组合
◆对于6拍逆变器，在每个工作周期中，6种
有效工作状态各出现一次，每一种状态持续
60°，在一个周期中6个电压矢量共转过360°
，形成一个封闭的正六边形，对于111和000
这两个“零工作状态”，在这里表现为位于原
点的零矢量，坐落在正六边形的中心点。
◆采用PWM控制，就可以使交流电机的磁
通尽量接近圆形，工作频率越高，磁通就越
接近圆形，需要的电压矢量不是6个基本电
压矢量时，可以用两个基本矢量和零矢量的
组合来实现。
◆如图7-21中，所要的矢量为us，用基本矢
量u1和u2的线形组合来实现，u1和u2的作用
时间一般小于开关周期To的60°，不足的时
间可用“零矢量”补齐。
34
PWM逆变电路的多重化
图7-22 二重PWM型逆变电路
■目的是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减
少和载波有关的谐波分量。
■PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电
抗器方式。
■电抗器联接的二重PWM逆变电路
◆电路的输出从电抗器中心抽头处引出。
◆两个单元逆变电路的载波信号相互错开180°，输
出端相对于直流电源中点N’的电压
uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2，已变为单极性PWM波了，输出
线电压共有0、(±1/2)Ud、±Ud五个电平，比非多重化
时谐波有所减少。
◆所加电压的频率越高，电抗器所需的电感量就越
小。图7-23 二重PWM型逆变电路输出波形
35
PWM逆变电路的多重化
■二重化后，输出电压中所含谐波的
角频率仍可表示为nc+kr，但其
中当n为奇数时的谐波已全部被除
去，谐波的最低频率在2c附近，
相当于电路的等效载波频率提高了
一倍。
图7-22 二重PWM型逆变电路
图7-23 二重PWM型逆变电路输出波形
36
PWM跟踪控制技术
滞环比较方式
三角波比较方式
37
滞环比较方式
图7-24 滞环比较方式电流跟踪控制举例
tO
i i i*
+D Ii*
-D Ii*
图7-25 滞环比较方式的指令电流和输
出电流
■跟踪控制方法：把希望输出的电
流或电压波形作为指令信号，把实
际电流或电压波形作为反馈信号，
通过两者的瞬时值比较来决定逆变
电路各功率开关器件的通断，使实
际的输出跟踪指令信号变化
■滞环比较方式
◆电流跟踪控制应用最多。
◆PWM电流跟踪控制单相半桥
式逆变电路
☞把指令电流i*和实际输出电
流i的偏差i*-i作为带有滞环特性的
比较器的输入，通过其输出来控制
功率器件V1和V2的通断。
电抗器
38
滞环比较方式
☞控制规律
√当V1（或VD1）导通时，i增
大。
√当V2（或VD2）导通时，i减
小。
√通过环宽为2∆I的滞环比较器
的控制，i就在i*+∆I和i*-∆I的
范围内，呈锯齿状地跟踪指令
电流i*。
☞环宽过宽时，开关频率低，跟
踪误差大；环宽过窄时，跟踪
误差小，但开关频率过高，开
关损耗增大。
☞L大时，i的变化率小，跟踪慢；
L小时，i的变化率大，开关频
率过高。
图7-24 滞环比较方式电流跟踪控制举例
tO
i i i*
+D Ii*
-D Ii*
图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流
39
滞环比较方式
图7-26 三相电流跟踪型PWM逆变电路
图7-25 滞环比较方式的指令电流和输出电流
◆三相电流跟踪型PWM逆变电路
☞由三个单相半桥电路组成，三相电流
指令信号i*U、i*V和i*W依次相差120°。
☞在线电压的正半周和负半周内，都有
极性相反的脉冲输出，这将使输出电压中
的谐波分量增大，也使负载的谐波损耗增
加。
◆采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM
变流电路有如下特点
☞硬件电路简单。
☞实时控制，电流响应快。
☞不用载波，输出电压波形中不含特定
频率的谐波。
☞和计算法及调制法相比，相同开关频
率时输出电流中高次谐波含量多。
☞属于闭环控制，是各种跟踪型PWM
变流电路的共同特点。
40
滞环比较方式
图7-28 电压跟踪控制电路举例
◆电压跟踪控制
☞把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的
输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪
控制。
☞输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。
☞u*=0时，输出电压u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。
☞u*为直流信号时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或
正窄负宽的矩形波。
☞u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器
件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u* 相同，从而实现电压跟踪控
制。
41
三角波比较方式
图7-29 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
■三角波比较方式
◆把指令电流i*U、i*V和i*W和逆变
电路实际输出的电流iU、iV、iW进行
比较，求出偏差电流，通过放大器A
放大后，再去和三角波进行比较，产
生PWM波形。
◆放大器A通常具有比例积分特性
或比例特性，其系数直接影响着逆变
电路的电流跟踪特性。
◆特点
☞开关频率固定，等于载波频率，
高频滤波器设计方便。
☞为改善输出电压波形，三角波
载波常用三相三角波载波。
☞和滞环比较控制方式相比，这
种控制方式输出电流所含的谐波少。
42
三角波比较方式
■定时比较方式
◆不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。
◆以固定的采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，
并根据二者偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断，
使被控制量跟踪指令信号。
◆以单相半桥逆变电路为例，在时钟信号到来的采样时
刻
☞如i<i*，V1导通，V2关断，使i增大。
☞如i>i*，V1关断，V2导通，使i减小。
◆每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的
误差减小。
◆采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频
率的1/2。
◆和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，
控制的精度低一些。
43
PWM整流电路及其控制方法
PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路的控制方法
44
PWM整流电路及其控制方法·引言
■实际应用的整流电路几乎都是晶闸管相控整流电
路或二极管整流电路。
◆随着触发延迟角的增大，位移因数降低。
◆输入电流中谐波分量相当大，功率因数很低。
■把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，
就形成了PWM整流电路。
◆通过对PWM整流电路的适当控制，可以使其
输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，
功率因数近似为1。
◆也称为单位功率因数变流器，或高功率因数整
流器。
45
PWM整流电路的工作原理
图7-30 单相PWM整流电路
a)单相半桥电路
b)单相全桥电路
■可分为电压型和电流型两大类，目前研究和
应用较多的是电压型PWM整流电路。
■单相PWM整流电路
◆对于半桥电路来说，直流侧电容必须由
两个电容串联，其中点和交流电源连接，对
于全桥电路来说，直流侧电容只要一个就可
以了。
◆工作原理（以全桥电路为例）
☞按照正弦信号波和三角波相比较的方
法对图7-30b中的V1~V4进行SPWM控制，就
可以在桥的交流输入端AB产生一个SPWM波
uAB。
√uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值
成比例的基波分量，以及和三角波载波有关
的频率很高的谐波，而不含有低次谐波。
☞由于Ls的滤波作用，is脉动很小，可以
忽略，所以当正弦信号波的频率和电源频率
相同时，is也为与电源频率相同的正弦波。
包括外接电抗器
的电感和交流电
源内部电感，是
电路正常工作所
必须的。
46
PWM整流电路的工作原理
图7-31 PWM整流电路的运行方式相量图
a) 整流运行
b) 逆变运行
c) 无功补偿运行
d) 超前角为
☞在us一定的情况下，is的幅值和
相位仅由uAB中基波分量uABf的幅
值及其与us的相位差来决定，改变
uABf的幅值和相位，就可以使is和us
同相位、反相位，is比us超前90°,或
使is与us的相位差为所需要的角度。
√图a中，滞后的相角为，和完
全同相位，电路工作在整流状态，
且功率因数为1，是PWM整流电
路最基本的工作状态。
√图b中超前的相角为，和的相
位正好相反，电路工作在逆变状态，
说明PWM整流电路可以实现能量
正反两个方向的流动 。
47
PWM整流电路的工作原理
√图c中滞后的相角为
，超前90°，电路在
向交流电源送出无功
功率，这时的电路被
称为静止无功功率发
生器（Static Var
Generator—SVG）。
√在图d的情况下，
通过对 幅值和相
位的控制，可以使
比 超前或滞后任
一角度。
图7-31 PWM整流电路的运行方式相量图
a) 整流运行
b) 逆变运行
c) 无功补偿运行
d) 超前角为
48
PWM整流电路的工作原理
图7-30 b)单相全桥电路
☞整流运行状态
√当us>0时，由V2、VD4、VD1、Ls和V3、VD1、VD4、Ls分别组成了两个
升压斩波电路。
√以包含V2的升压斩波电路为例，当V2导通时，us通过V2、VD4向Ls储能，
当V2关断时，Ls中储存的能量通过VD1、VD4向直流侧电容C充电。
√当us<0时，由V1、VD3、VD2、Ls和V4、VD2、VD3、Ls分别组成了两个
升压斩波电路，工作原理和us>0时类似。
◆电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可以从交流电源
电压峰值附近向高调节，使用时要注意电力半导体器件的保护；同时也要注
意，向低调节就会使电路性能恶化，以至不能工作。
49
PWM整流电路的工作原理
负
载
图7-32 三相桥式PWM整流电路
■三相PWM整流电路
◆是最基本的PWM整流电路之一，其应用也最为广泛。
◆电路的工作原理也和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展
到三相。
◆对电路进行SPWM控制，在桥的交流输入端A、B和C可得到
SPWM电压，对各相电压按图7-31a的相量图进行控制，就可以使各相
电流ia、ib、ic为正弦波且和电压相位相同，功率因数近似为1。
◆该电路也可以工作在图7-31b的逆变运行状态及图c或d的状态。
50
PWM整流电路的控制方法
图7-33 间接电流控制系统结构
■根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种，没有引入交
流电流反馈的称为间接电流控制，引入交流电流反馈的称为直接电流
控制。
■间接电流控制
◆也称为相位和幅值控制，按照图7-31a（逆变运行时为图7-31b）的
相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，
从而得到功率因数为1的控制效果。
◆控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环。
三相桥
式电路
51
PWM整流电路的控制方法
图7-33 间接电流控制系统结构
◆控制原理
☞ 和实际的直流电压ud比较后送入PI调节器，PI调节器的输出为一直流
电流信号id，id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。
☞稳态时，ud= ，PI调节器输入为零，PI调节器的输出id和负载电流大小
对应，也和交流输入电流幅值相对应。
☞负载电流增大时，C放电而使ud下降，PI的输入端出现正偏差，使其输出
id增大，进而使交流输入电流增大，也使ud回升；达到新的稳态时，ud和
相等，PI调节器输入仍恢复到零，而id则稳定为新的较大的值，与较大的负载
电流和较大的交流输入电流对应。
☞负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。
52
PWM整流电路的控制方法
图7-33 间接电流控制系统结构
☞从整流运行变为逆变运行时
√负载电流反向而向直流侧电容C充电，使ud抬高，PI调
节器出现负偏差，其输出id减小后变为负值，使交流输入
电流相位和电压相位反相，实现逆变运行。
√达到稳态时，ud和 仍然相等，PI调节器输入恢复到零，
其输出id为负值，并与逆变电流的大小相对应。
53
PWM整流电路的控制方法
图7-33 间接电流控制系统结构
◆控制系统中其余部分的工作原理
☞图中上面的乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电压
同相位的正弦信号，再乘以电阻R，得到各相电流在Rs上
的压降uRa、uRb和uRc。
☞图中下面的乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电压
相位超前/2的余弦信号，再乘以电感L的感抗，得到各相
电流在电感Ls上的压降uLa、uLb和uLc。
54
PWM整流电路的控制方法
☞各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R
和电感L上的压降，就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA、
uB和uC的信号，用该信号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信
号去控制整流桥，就可以得到需要的控制效果。
◆存在的问题
☞在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs，当Ls和Rs的运算值和实际
值有误差时，会影响到控制效果。
☞是基于系统的静态模型设计的，其动态特性较差。
图7-33 间接电流控制系统结构
55
PWM整流电路的控制方法
图7-34 直接电流控制系统结构图
■直接电流控制
◆通过运算求出交流输入电流指
令值，再引入交流电流反馈，通
过对交流电流的直接控制而使其
跟踪指令电流值。
◆图7-34的控制系统是一个双闭
环控制系统，其外环是直流电压
控制环，内环是交流电流控制环。
◆控制原理
☞外环PI调节器的输出为id，
id分别乘以和a、b、c三相相电压
同相位的正弦信号，得到三相交
流电流的正弦指令信号i*a，i*b和i*c。
电流滞
环比较
方式
56
PWM整流电路的控制方法
☞ i*a，i*b和i*c分别和各自
的电源电压同相位，其幅值
和反映负载电流大小的直流
信号id成正比，这是整流器
运行时所需的交流电流指令
信号。
☞指令信号和实际交流电
流信号比较后，通过滞环对
器件进行控制，便可使实际
交流输入电流跟踪指令值。
◆采用滞环电流比较的直接
电流控制系统结构简单，电
流响应速度快，控制运算中
未使用电路参数，系统鲁棒
性好，因而获得了较多的应
用。
图7-34 直接电流控制系统结构图
电流滞环
比较方式
57
本章小结
■PWM控制技术的地位
◆PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用，并
对电力电子技术产生了十分深远影响的一项技术。
■PWM技术与器件的关系
◆IGBT、电力MOSFET等为代表的全控型器件的不断完
善给PWM控制技术提供了强大的物质基础。
■PWM控制技术用于直流斩波电路
◆直流斩波电路实际上就是直流PWM电路，是PWM控
制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流电
动机调速系统就构成广泛应用的直流脉宽调速系统。
■PWM控制技术用于交流—交流变流电路
◆斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是PWM控制技
术在这类电路中应用的代表。
◆目前其应用都还不多，但矩阵式变频电路因其容易实
现集成化，可望有良好的发展前景。
58
本章小结
■PWM控制技术用于逆变电路
◆PWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性。
◆正是由于在逆变电路中广泛而成功的应用，才奠定了PWM控制技
术在电力电子技术中的突出地位。
◆除功率很大的逆变装置外，不用PWM控制的逆变电路已十分少见。
◆第4章因尚未涉及到PWM控制技术，因此对逆变电路的介绍是不
完整的，学完本章才能对逆变电路有较完整的认识。
■PWM控制技术用于整流电路
◆PWM控制技术用于整流电路即构成PWM整流电路。
◆可看成逆变电路中的PWM技术向整流电路的延伸。
◆PWM整流电路已获得了一些应用，并有良好的应用前景。
◆ PWM整流电路作为对第3章的补充，可使我们对整流电路有更全
面的认识。
59
本章小结
■PWM控制技术与相位控制技术
◆以第3章相控整流电路和第6章交流调压电路为代表的
相位控制技术至今在电力电子电路中仍占据着重要地位。
◆以PWM控制技术为代表的斩波控制技术正在越来越占
据着主导地位。
◆相位控制和斩波控制分别简称相控和斩控。
◆把两种技术对照学习，对电力电子电路的控制技术会
有更明晰的认识。
60
