电子镇流器线路图大全１
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浅析新型逆变式电子镇流器工作原理与设计方法
（组图）
发布日期： 2005-2005-09-10 文章来源：谢 勇 张纳敏 照明工程师社区 浏览次数：15387
摘要：介绍一种新型逆变式电子镇流器电路结构，该电子镇流器利用电感、电容和二极管构成
的辅助电路实现输入电流波形的校正并使功率开关管工作在零电压开关状态，具有高功率因数、高
工作效率、低波峰系数和电路结构简单的特点。分析了电路的工作原理，介绍了电路参数设计方法，
给出了实验结果。
1 引言
由于电子镇流器具有较高的灯光效、高的功率因数、重量轻、无闪烁、无噪声和使用电压范围
较宽(170～270V)等优点，在我国已得到广泛的应用。电子镇流器功率虽小，但使用量极大。因而其
性能好坏直接影响到节电效果和对电网污染的程度。本文介绍的电子镇流器不但性能好，而且电路
结构简单，成本低，具有较好的应用前景。
2 电路工作原理分析
2．1 电路结构
新型逆变式电子镇流器主电路如图 1 所示，图中 CS 为隔直电容，虚线所包围的部分为实现高
功率因数而附加的电路，电感 L 为一个能量传输者传递着电流，同时也起着提高直流电压和电流波
形校正的作用。两个电容 Cx、CY 为两个小型能量槽储存一部分能量，这两个能量槽在高频方式下
完成充放电功能。两个二极管 VDx、VDy 引导电感电流进入电解电容 C 或负载回路。由于附加能
量处理单元的作用，使整流二极管导通角增大到 180°。电感 L 中的电流是一个高频振荡波形，其平
均值电流跟随输入电压的波形，从而达到功率因数校正的目的。R1、C1、双向触发二极管 VD4 为
触发启动电路。
2．2 工作过程
为了分析方便，输入电压和整流桥被等效成 Urec(t)和 VDr 表示，其中 Urec(t)=Uimㄧsinωtㄧ，Uim
为输入电压峰值，ω 为输入交流电压频率。灯负载回路等效成一个电流源电路，其电流表达式为
io(t)=Iomsinωot(Iom 为负载电流幅值，ωo 为功率管开关频率)。由于逆变电路开关频率远比输入交
流电压频率高，在分析过程的每一开关周期中可认为输入电压是近似不变的。又由于该逆变电路在
输入电压峰值附近和输入电压瞬时值较低时的工作状态略有不同，分析时按两种情况讨论。对应的
等效电路图及工作波形图分别如图 2 和图 3 所示。
第一种工作情况：这种工作情况对应于输入电压瞬时值较低时的工作状态。整个工作过程分五
个阶段，此种情况下 Ucx 最大值低于电解电容 C 两端直流电压 Udc，而且电感电流 iL 是断续的。
(1)第Ⅰ阶段 功率管 VF2 导通并同时通过 iL 及 iO 电流， Cx 被 iL 充电，而 CY 电压被箝位于零，
在这一阶段结束时，电感电流谐振到零，Cx 上电压达到最大值，VDr 和 VDy 关闭。
(2)第Ⅰ阶段 负载电流流过功率管 VF2，iL 保持为零。在这一阶段结束时，关断 VF2。
(3)第Ⅰ阶段 VF2 关断后，Cx 通过负载回路放电，Ucx 下降。
(4)第Ⅰ阶段 随着 Ucx 的下降，当整流电压高于 Ucx 时，VDr 导通，入端电流通过电感开始对 CX
和 CY 充电。由于 Cx 中放电电流大于充电电流，因此 Ucx 继续下降直到零为止，此时 VD1 导通。
(5)第 V 阶段 VD1 导通后，VD1 中流过的电流为负载电流与电感电流之差，随着负载电流的减
小和电感电流的上升，在这一阶段结束时，VDl 续流结束。功率管 VFl 开始导通进入后半周期。由
于后半周期工作与前半周期相似，不再详述。
第二种工作情况：此种工作情况对应于输入电压在峰值附近时的工作状态。整个工作过程分四
个阶段，在这种情况下，Ucx 的最大值能达到电解电容 C 两端直流电压 Udc，电感电流是连续的。
(1)第 1 阶段 VF2 导通，在此之前 Cx 上电压已经升高并钳位于 Udc。因为 C 比 Cx 大得多，所
以电感电流都经 C 通过，因此 VF2 仅仅通过负载电流。在这一阶段结束时，关断 VF2。
(2)第Ⅰ阶段 VF2 关断后，CX 中能量向负载放电，电感电流向 Cy 充电。由于此阶段为输入电压
的峰值附近，所以电感电流也处在峰值附近，对 CY 的充电速率加大。在此阶段中 Ucx 与 UCY 之
和接近于但小于 Udc。而在本阶段结束时， Ucx 与 UCY 之和达到 Udc，使 VDy 导通。
(3)第Ⅰ阶段 VDy 导通后，使电感电流通过 C 形成通路。而 Cx 又通过负载回路放电，在这一阶
段结束时， Ucx 已降为零， UCY 升到 Udc，使 VD1 导通。
(4)第Ⅰ阶段 VD1 开始续流，续流电流为负载电流与电感电流的差值，当 VD1 续流结束时，功
率管 VFl 导通，进入后半周期。
3 电路工作特点
(1)功率管工作在零电压开关状态。功率管在反并联二极管续流时开通，可以实现零电压开通。
功率管 VF2 关断时，其电流 iVF2 瞬间下降为零，原来流过 VF2 的电流转向对 CX 放电。VF2 的漏
源电压为 Udc 减去 Ucx，使 VF2 漏源电压以某一斜率上升，这个斜率的大小取决于 CX 放电速率的
大小，这就保证了 VF2 关断时漏极电流与漏源电压交叠几乎很小，达到了零电压关断的效果。
(2)高功率因数。在每一开关周期内，电容 Cx 或 CY 先是储存能量，然后再把存储的能量传送到
负载。整流二极管导通角可达到半周期。由于能量处理单元所储存的能量主要对电解电容 C 和负载
放电，因此功率开关管的电流等级与普通电子整流器相同。
(3)与普通泵式电子整流器相比， C 两端直流电压偏低，有利于降低对功率管耐压的要求。
(4)灯电流波峰系数较小。
4 电路主要参数计算
假设负载电流与电感电流在正半周的两个交点对应的角度分别为：a， π－a。根据电容上电压
电流的关系可得：Cx=[Iomc
浅谈电子镇流器的工作原理
浅谈电子镇流器的工作原理
【摘 要】 本文主要讨论了高频交流电子镇流技术的发展、应用、典型电路、存在问题及发展方向。介绍了典型应用集成电路和相关
设计软件。
【关键词】 高频交流电子镇流 半桥逆变 buck-boost PFC 单级变换
一、高频交流电子镇流
由于气体放电灯（如荧光灯、霓虹灯、卤素灯、金卤灯等）是一种负阻性电光源(特性曲线如图 1 所示)要使其正常稳定工作，需加一个
限流装置。这个限流装置叫做镇流器。目前气体放电灯使用的镇流器有两种：（1）电感式镇流器；（2）高频交流电子镇流器。由于
电感式镇流器工作在市电频率，体积大、笨重，还需消耗大量铜和硅钢等金属材料，散热困难、效率低、有频闪，所以现在一些电光
源界的科技工作者纷纷寻找新的镇流方法，而高频交流电子镇流器就是一种有效方法。
电子镇流采用高频开关变换电子线路的方法实现镇流，具有无频闪、效率高、体积小、重量轻、可调光，不使用大量铜材和硅钢材料
的特点，所以自 20 世纪 70 年代以来，高频交流电子镇流器一问世，由于它的体积小、发光效率高（发光效率与工作频率关系曲线如
图 2 所示）无频闪效应，适应供电电压范围宽、节能的一系列优点，受到了用户的欢迎。
据统计，世界上照明用电占了世界上产生的总电量的 1/4，如仅将现用的 200 亿只灯泡中的 50 亿只换成节能的电子镇流灯泡，就可节
省 200GW 的电能，从而少建几十个电站。由于高频交流电子镇流器节能和巨大的市场潜力，进入 20 世纪 90 年代后，各种气体放电照
明灯广泛采用高频电子镇流器，形成一个"绿色照明"的新兴产业。
"绿色照明"是 90 年代初国际上对节约电能、保护环境照明系统的形象说法。美、英、法、日等主要发达国家和部分发展中国家先后制
定了"绿色照明"的计划，并已经取得明显效果。事实上，照明的质量和水平已成为衡量社会现代化的一个重要标志，成为人类社会可
持续发展的一项重要标志。
目前，我国已成为照明器具的生产大国，现有照明器具生产企业 1000 家，电光源产品有 60 多个门类 3500 多个品种规格，灯具产品 30
多个门类 500 多个品种规格。我国照明节能大有潜力可挖。目前，荧光灯、稀土三色紧凑型荧光灯已生产出适合家用的 H、双 H、O、
D、双 D、SL 型等多种产品。这种灯与照度相同的管型荧光灯相比约节电 27%，与白炽灯相比，可节电 70%。2001 年，按每户仅用一
只节能灯计算，全国 4 亿只节能灯就可节电 2000 万千瓦电力，投资只需 120 亿元，而要生产 2000 万千瓦的电力，即需投资 500 亿元。
所以在我国照明节能是一项很重要的课题。
目前，世界上一些著名的大专院校、科研院所、公司都投入了较大的力量进行高频交流电子镇流器的科研开发、生产。如美国弗吉尼
亚大学功率电子研究中心（VPEC），李泽元教授领导的科研中心每年都有相关论文和实验报告在 IEEE 功率电子学学刊刊出，并提出
了如高频能量反馈、采用电荷泵功率因数校正的电子镇流器等概念，美国加州理工大学（UCT）的 教授关于单级高功率因数电
子镇流器，一种用于紧凑型荧光灯的 E 类电子镇流器，西班牙、巴西、我国台湾和香港地区的一些著名高等院校、科研院所、公司都
投入了一些高水平的科研人员进行开发。同时，国内一些著名科研院所、大学也投入了较大力量进行科研开发。这点可从国内相关科
技文献看出。勿容置疑的是我国是世界上电子镇流器的一个生产大国，我国有较多的公司、企业从事这种"绿色电光源"产品的生产。
特别是自 20 世纪 80 年代末、90 年代初，IEC928（1990）、GB15143（1994）《管形荧光灯用交流电子镇流器一般要求和安全要求》
及 IEC929（1990）、GB/T15144《管形荧光灯用交流电子镇流器的性能要求》等技术标准相继颁布与实施，使交流电子镇流器的研究、
开发、生产有了统一技术规范。
由于高频交流电子镇流器要求体积小、造价低，并且对电磁辐射干扰、输入功率因数、波峰因数、可靠性等技术指标严格，所以要做
出一个满足高性能、低价格、体积小、低电磁辐射干扰，使用安全可靠的高频交流电子镇流器并非件易事，所以往往让人感到：看似
简单的一个电子产品，但是技术含量很高，是一个涉及电路拓扑、高频电子变换、谐振开关（ZVS、ZCS）、LC 串并联谐振、功率因
数校正、电磁干扰抑制（EMC、EMI）、信号传感、采集和控制、电子元器件、电光源器件等电力电子技术的方方面面。同时，如何
测量高频交流电子镇流器的技术参数，如功率、高频谐波成分、效率、电磁辐射干扰（EMI），也是高频交流电子镇流器的研究热点。
实践证明，要做出一只高性能的高频交流电子镇流器，还需对它的负载--灯的技术特性、灯对电源的技术要求有所了解，否则要做出高
性能的高频交流电子镇流器是不现实的。
由于对电网供电质量的要求不断提高，国际电工技术委员会 1982 年分别制定了 IEC555-2《家用设备及类似电器设备对供电系统的干扰》
标准，和 IEC1000-3-2《电磁兼容性标准》，分别对相关电器设备的功率、谐波成分、电磁辐射干扰等技术指标做出了要求，对高频交
流电子镇流器而言也相应增加了电路的设计难度和制造难度。
二、常用高频交流电子镇流器电路与改进
（一）单级半桥谐振式
由于半桥谐振式逆变电路工作可靠，对开关管耐压要求较低，所以采用半桥谐振式逆变电路为灯负载供电的功率变换电路使用最为广
泛。它主要由：交流市电供电整流电路（滤波）、启动电路、串联谐振高频逆变电路、保护电路、灯负载几部分组成。
这是一个典型的、自激振荡、自启动的 LC 串联谐振半桥逆变的高频交流电子镇流器电路，谐振主要由 L、、C3、C4 完成，利用谐振
时 C4 上的高频电压点亮灯负载，当灯负载电流发生变化时，会影响谐振回路 Q 值，从而影响谐振电容 C4 上的谐振电压，来实现稳定
灯负载电流的作用。
由于这种电路采用元件少、造价低，所以目前国内市场上见到的高频交流电子镇流器大多采用类似的这种电路。
但这种电路存在以下缺点：（1）无灯丝预热功能，易产生灯丝电极溅射作用，而降低灯丝的使用寿命，使用时间一长易造成灯管一端
发黑的现象；（2）由于采用市电整流后直接给半桥逆变级供电，所以会产生很强的高次谐波干扰，降低交流市电输入侧的功率因数，
并降低电源供电效率,采用这种电路的高频交流电子镇流器大量使用时，会造成三相四线供电电网的地电位偏移，因而造成用电设备的
损坏；（3）由于半桥逆变级工作在高频开关逆变状态，所以产生的高次谐波，会产生相应的电磁幅射干扰，影响其它用电设备的正常
工作；（4）由于电路没有设保护电路，所以一旦市电电源供电发生故障（如电网电压升高过多）或灯负载发生破裂等故障时，易造成
电路损坏，严重时还会发生火灾事故。
（二）双级谐振式高频交流电子镇流器
针对单级半桥谐振式高频交流电子镇流器电路存在的以上缺陷，人们又开发设计出了双级谐振式高频交流电子镇流器电路。它主要在
普通的单级谐振高频交流电子镇流器的基础上，再加了一级有源功率因数校正（APFC）电路，用以进行交流市电输入整流滤波的功率
因数校正，并限制高次谐波成分，从而达到减小电磁幅射干扰，提高输入侧功率因数的目的。并且由于有源功率因数校正（APFC）还
有预稳压的作用，同时还可以调光（调节 APFC 输出电压），所以既可提高电子镇流器的电性能，又可提高电子镇流器的可靠性。
有源功率因数校正按电路构成可分为：降压式、升/降压式、反激式、升压式等几种。按控制市电输入电流的工作原理可分为：平均电
流型、滞后电流型、峰值电流型、电压控制型几种。按功率因数校正电路中电感电流的工作方式又可分为：电流连续型（CCM）、电
流不连续型（DCM）。
由于升压式有源功率因数校正电路具有 PF 值高、THD 小、效率高，但需输出电压高于输入电压，适用于 75W-2KW 的应用场合，所
以目前应用最为广泛。
由于 DCM 型 APFC 电路简单，开关管应力小的优点，所以在电子镇流器中应用广泛。
两级式具有 APFC 功能的高频交流电子镇流器电路由于增加了一级有源功率因数校正电路，所以增加了电路的复杂性，使成本提高许
多，虽然双级式高频交流电子镇流器性能好，但由于成本、体积等原因也很难于大范围推广使用。
(三)无源功率因数校正
针对两级式有源功率因数校正电路的缺点，人们又试图探讨用无源功率因数校正的方法来提高高频交流电子镇流器的性能，如经常提
到的有采用三只二极管和二只电容器的逐流电路的无源功率因数校正和高频复合能量反馈等方法，虽然在理论分析上可行，并有相应
的实验结果、结论，但是至今未见广泛使用。还需进一步提高技术性能，但无疑这是一个很好的发展方向。
（四）常用高频交流电子镇流器调光
由于高频交流电子镇流器具有节能的优点，特别是在不需电子镇流器满功率进行的场合下，采用调光控制节能效果会更加明显。
调光控制有一个用户可控制的调光控制输入端并应具有以下基本功能：能检测灯电流、灯电压、灯功率；利用反馈电路来调节用户设
定的亮度。
常用的调光方法主要有以下四种：占空比调光法、调频调光法、调节高频逆变器供电电压调光法、 脉冲调相调光法。
1、占空比调光法
这种调光控制法利用调节高频逆变器中功率开关管的脉冲占空比，实现输出功率调节，对半桥逆变的最大占空比为 ，以确保半桥逆
变器的两个开关管有一个死时间，以免两个开关管共态导通损坏。
这种调光方法存在的问题是：如果电感电流连续并滞后于半桥电压 Uxy，则开关可能导通时工作在零电压状态，关断瞬间需采用吸收
电容达到 ZCS 工作条件，这样可进入 ZVS 工作方式，这是优点，EMI 和开关管应力可明显降低。然而，如果占空比太小，以至电感
电流不连续，将失去 ZVS 工作特性，并且由于供电直流电压较高，而使开关管上的应力加大，这种不连续电流导通状态将导致可靠性
降低和加大 EMI 幅射。
除了小的脉冲占空比，当灯管发生故障时，也会出现不连续电流工作状态，当灯为开路故障时，电感电流将流过谐振电容，由于这个
电容的容量较小，所以阻抗较大。除非两个开关管有吸收电路保护，否则开关管将承受很大的电压应力。
2004-3-17 11:24:04
QQ
2、调频调光法
调频调光法也是常用的调光方法。如果高频交流电子镇流器的开关频率增加，则电感的阻抗增加，这样，电感电流就会下降。
调频调光法的局限性：
A．调光范围由调频范围决定，如果调频范围不大，则功率调节范围也不大。
B．为了实现在低灯功率工作条件下实现调光，则调频范围应很宽（即从 25KHZ--50KHZ）。磁芯的频率范围、驱动电路、控制电路可
能限制调光范围。
C．在整个调频范围内不易实现软开关。轻载时，不能实现软开关，并使开关管上的电压应力加大。硬开关的瞬态过渡是 EMI 幅射的
主要来源。
D．如果半桥逆变器不工作在软开关状态，则导致逆变器的损耗加大，导致效率降低。
E．当开关频率在红外遥控的频率范围内时，荧光灯将发射低电平的红外线，如果调频范围很大，其它的红外遥控装置如电视机将会受
到影响。
F．灯电流近似反比于逆变器开关频率，调光与开关频率间不是线性关系。
G．当灯管发生开路故障时，将出现 DCM 工作状态，特别是当开关频率很低时。
3、改变半桥逆变器供电电压调光法
利用改变半桥逆变器供电电压法实现调光有以下优点：
A．调节半桥逆变器供电电压来实现调光。
B．采用固定占空比（约 ）的方法，使半桥逆变器工作在软开关电感电流连续的宽调光范围调光（这也可使开关控制电路简化）。
C．由于开关频率固定，所以可以针对给定的灯型号简化控制电路设计。
D．由于开关频率刚好大于谐振频率，所以可以降低无功功率和提高工作效率。
E．由于开关频率固定，所以可以较方便的确定无源器件的参数。
F．在较宽的灯功率范围内（5%--100%）保持 ZVS 工作条件。
G．在很低的半桥逆变器供电电压下，将会失去软开关特性，将会出现电感电流不连续的工作状态。然而在直流供电电压很低的情况下，
这种工作状态不再是个问题，这时的开关管应力和损耗将很小，即使硬开关在低直流供电电压情况下（如 20V），也不会产生太多 EMI
幅射。
H．可实现平滑和几乎线性的灯功率控制特性。
I．可得到低功率解决方案，半桥逆变器的供电电压可以选得很低（如 5%--100%的调光范围对应 30-120V），这样可采用低电压电容
和 MOSFET。
J．调光控制仅通过控制 SEPIC 变换器输出电压实现。由于半桥逆变器工作在恒频工作状态，所以可采用简单的 AC/DC 控制即可实现
调光。
K．灯电流近似和 DC 变换器的电压成正比，调光几乎和 SEPIC DC 变换器的输出直流电压成正比。调光曲线如图 6 所示。
4、脉冲调相调光法
利用调节半桥逆变器中两支开关管的导通相位的方法来调节输出功率，从而达到输出调光的目的。调相法调光曲线图如图 7 所示。
相控调光法主要有以下特点：Ⅰ可调光至此 1%；Ⅰ可在任意调光设定值下启动；Ⅰ可应用于多灯应用场合；Ⅰ调光相位灯功率关系线性
好。
（五）两级高功率因数电子镇流器常用 IC 及特点
由于高频交流电子镇流器的巨大市场和经济效益，国际上许多有实力的半导体厂商纷纷开发相应的集成电路，以方便用户、生产厂商
使用，大批量生产。有的半导体厂商还给出了相关的电子镇流器设计软件。世界上主要生产、开发高频交流电子镇流器的主要生产厂
商有：美国国际整流器公司（IR）、莫托罗拉公司（MC）、美国微线公司（ML）、韩国三星公司等。下面以美国 IR 公司为例，介绍
其主要电子镇流器用控制集成电路、相关设计软件。
美国国际整流器公司（IR）主要有以下型号的新型高频交流电子镇流器控制集成电路，它们分别为： IR21571、IR2159/IR21591、
IR2167、IR2153、IR2156 等型号。它们分别用于以下场合：
ⅠIR21571：驱动 600V MOSFET 的荧光灯和高强度放电灯（HID）的电子镇流器驱动控制集成电路。
ⅠIR2159/IR21591：调光控制和 600V MOSFET 驱动控制功能合一的电子镇流器控制集成电路。
ⅠIR2167：具有 PFC 功能的高集成度，600V MOSFET 驱动控制集成电路，常用于荧光灯和高强度放电灯（HID）的驱动控制。
ⅠIR2153：IR2153/IR2151 驱动控制集成
电路的改进型，用以驱动半桥功率变换级。
ⅠIR215 振荡频率可偏程和用于高压半桥驱动。
ⅠIR2153、IR2156：常用于卤素灯的控制驱动。
下面以 IR21571、IR2159/IR2157 为例介绍其主要功能。如表 1 所示。
表 1 常用 IR 电子镇流器 IC 特点
特 点 型 号
IR21571 IR2159/IR2157
启动功率低 √ √
电源供电稳压二极管保护 √ √
600V 半桥驱动 √ √
工作频率可编程控制 √ -
死时间控制 √ 固定
闭环调光 √ -
模拟调光接口 √ -
过流保护 √ √
故障保护 √ √
过温保护 √ √
邻近谐振保护 near resonance protection √ √
自动再启动关断 √ √
功率因数校正 - -
电源供电电压稳压 - -
DIP 和 SOLC 封装 16 16
（六） IR 公司的相关设计软件
美国 IR 公司为了方便它的 IC 使用和高频交流电子镇流器电路设计，它推出了相关设计软件，软件具有以下特点：
IR 公司的相关电子镇流器设计软件具有以下功能和相应设计步骤：
1、设计步骤：
(1)对给定的电路类型和输入电压范围，可生成相应的电路图、元件表和印刷电路板图。
(2)良好的图形设计界面，可给出电子镇流器的电参数、元件值和整个电子镇流器的相关文件。
2、主要特点：Ⅰ三步设计流程；Ⅰ灯型号流览；Ⅰ设计流览；Ⅰ良好的显示界面；Ⅰ电子镇流器工作点的计算；Ⅰ电子镇流器工作点的
图形表示；ⅠWindows 的图形显示界面；Ⅰ LC 谐振腔元件参数计算；ⅠPFC 元件参数计算；ⅠIR21571 外围相关元件参数计算；Ⅰ电
路图；Ⅰ元件清单；ⅠPCB 图；Ⅰ电参数图；Ⅰ元件参数表。
灯的选择和电路基本设计选择主要包含：
灯的选择含以下内容：灯型号、灯功率、灯管工作电压、最大灯管预热电压、灯管最小点火电压、预热电流、预热时间（秒）。
基本设计选择含以下内容：最低电源电压、最大电源电压、预热直流总线电压、启动点火直流总线电压、直流工作总线电压、PFC 工
作频率、镇流器工作频率。并且 BDA 软件有两种工作方式：
1．标准 3 步法（含以下步骤）：选灯型、选择电路形式、自动生成设计结果。
2．高级工作方式（含以下设计步骤）：
Ⅰ工作点计算和 IR21571 外围元器件计算；
Ⅰ允许预先设定所要求参数值；
Ⅰ设计灵活，方便。
三、单级高性能、高功率因数高频交流电子镇流器
由于双级式高频交流电子镇流器使用元件多，价格较高。所以尽管性能指标好，但也难于大批量生产、使用，为了进一步简化电路，
提高电子镇流器的性能指标，国内外的一些科研院所、高等院校、大公司纷纷提出了单级新型、高功率因数高频交流电子镇流的新概
念、新电路，下面分别加以介绍。
（一）高功率因数、低电磁幅射、具有宽调光范围的电子镇流器
这种电路由香港城市大学的 Hui 教授（）提出。
这种镇流器具有以下特点：(1)低电磁幅射，传导干扰低，可调光范围宽；(2)功率调节范围为 10%--100%；(3)采用 SEPIC DC/AC 变换
调压；(4)低 EMI，低电压应力；(5)可用于单管、多管荧光灯照明。
（二）一种改进电荷泵功率因数校正（CPPFC）的电子镇流器
这种电路由美国李泽元教授领导的 VPEC 的 Jin Rong Qian 教授（）和李泽元教授提出。
主要有以下特点：(1)引入了电荷泵的概念、工作原理、电路；(2)提高功率因数的工作原理分析；(3)波峰比为 ，200V 交流电压输入，
效率为 80%；(4)只用一个电感，由于电荷泵采用了一个电容，而电容又比电感在电路上好处理。
（三）一种用于紧凑型荧光灯的新型自激 E 类电子镇流器
由美国（CIeveland State University 的 Louis Robert Nerone 教授（）提出。论文和实验对点火和灯电路稳态运行进行了分析、讨
论，并给出了实验结果。有限流保护功能，可适用于任何 Q 值和占空比，价格低。
（四）一种改进单级电子镇流器起动特性的新方法
由我国台湾 National Chung Cheng University 的 Tsai-fu Ｗｕ教授（Ｐｈ.Ｄ）和他的学生 Yong－Jing Wu 提出，并给出了实验结果。
这种方法主要有以下特点：
１、利用同步开关技术（Synchronous Switch Technique,SST）来改进电子镇流器的启动特性。
２、利用变形单级电子镇流器技术实现镇流（Single-Stage Inverter、SSI）。
３、讨论了ＰＦＣ半级和逆变电路半级间功率不平衡而引入的较高电压应力对开关器件的影响。
４、讨论了电子镇流器的工作状态、控制策略和元件电压应力间的相互关系。
５、讨论了利用热阻检测电路来减小灯丝溅射的问题，并通过实验证明了这种电路灯管开关工作 18000 次后灯丝无明显溅射。
６、论文和实验电路对单级镇流电路的变化特性进行了分析，并给出了实验结果。
（五）采用反激推挽集成变换器的电子镇流器
该电路和实现主要由巴西 federal University of Minas Genais 的 Ricardo Nedersondo Prado 教授（Pｈ.Ｄ）等人完成。
这种电子镇流器具有以下特点：(1)由于采用反激式电路，所以电路简单，使用灵活；(2)具有隔离、自启动、单开关的电路特点；(3)可
实现短路保护；(4)反激式ＡＰＦＣ，所以具有不必使输出电压高于输入直流电压，可在ＤＣＭ工作方式下，在固定导通时间控制方式
下得到功率因数近似为１的效果；(5)由推挽变换器实现灯的高频交流供电、镇流；(6)仅用一级电路就可实现ＰＦＣ和高频变换，实现
了单开关变换，简化了电路；(7)通过占空比控制可实现调光。
（六）基于单级高功率因数的电子镇流器
该工作由巴西 Federal University of Espirito SantO,Vitoria 的 Marcio Aimeida Co 教授（Pｈ.Ｄ）及他的同事完成的。
它具有以下特点：(1)单功率级，高功率因数，半桥功率逆变器工作在谐振状态；(2)自激振荡式，功率因数校正工作在 DCM 模式，输
入、输出隔离；(3)由于工作在自激振荡方式，所以具有保护作用；(4)实验模型：40W 荧光灯、40KHZ、220V 交流市电供电；(5)给出
了实验结果和模型分析。
（七）一种新型单级恒功率高功率因数电子镇流器
这项工作由西班牙的 University of Oviedo,Gijon 大学的 Manuel Rico－Secades 教授（Pｈ.Ｄ）和他的几个同事共同完成的。该电子镇
流器具有以下特点：(1)由 buck－boost 和半桥 LC 谐振共同组成单级高频交流电子镇流器；(2)具有可调光和恒功率特性；(3)高功率因
数（）；(4)给出了实验电路、稳态分析、低频电路模型；(5)给出了设计实例、方法；(6)给出了实验结果。
（八）基于反激变换器的单级高功率因数电子镇流器
该项工作由西班牙的 部分的科研课题组完成。
该项工作具有以下特点：
１、将反激变换 PFC 和半桥变换合为一体，作为单级高频交流电子镇流。
２、反激工作于恒频、恒占空比。
３、由于在ＰＦＣ中引入了一个变压器，所以逆变器的输入电压可以设定，从而优化了逆变器的设计。
４、给出了实验电路、稳态分析、实验结果。
四、总结
通过以上的分析讨论可以看出，貌不惊人的高频交流电子镇流器的设计、制作是一个涉及电路拓扑、电子元器件选择、电路动态静态
分析，电光源等多学科的一个知识密集性电子产品。它主要要求在电路尽可能简单的条件下实现高效率、高可靠、低谐波成分、低电
磁幅射干扰、高功率因数。所以对电路设计、选型、生产提出了较高的要求。随着电子技术、电子元器件、电路拓扑水平的不断提高，
高频交流电子镇流器的质量、性能会不断提高。回顾自 20 世纪 70 年代世界上第一只高频交流电子镇流器的面市，到今天高频交流电
子镇流器广泛进入家庭、楼堂馆所的照明，印证了高频交流电子镇流器的不断发展，质量、性能不断提高的过程。
荧光灯电子镇流器工作原理再细探
信息来源:互联网 发布日期:07-09-20 23:50:25 浏览次数：38
编者按：近年来，电子镇流荧光灯行业持续大发展，产品水平不断提高，中国在世界上作为节能灯大国的地位已经确立。但要进一步
成为节能灯强国，就需要对产品技术和相应的技术基础理论进行进一步的探索。在对灯用三极管损坏机理的深入研讨中，笔者感到以
前对荧光灯电子镇流器工作原理的描述越来越满足不了需要，其中甚至还有谬误之处，有必要对其进行更深入仔细的研究探讨。为避
免复杂的数学推导，文中用较多的实测波形图加以说明。
电子镇流器工作最基本的原理是把５０Ｈｚ的工频交流电，变成２０～５０ｋＨｚ的较高频率的交流电，半桥串联谐振逆变电路中，
上、下两个三极管在谐振回路电容、电感、灯管、磁环的配合下轮流导通和截止，把工频交流电整流后的直流电变成较高频率的交流
电。但是，具体工作过程中，不少书刊都把谐振回路电容充放电作为主要因素来描述，甚至认为“振荡电路的振荡频率是由振荡电路
充放电的时间常数决定的”。实事上，谐振回路电容充电和放电是变流过程中的一个重要因素，但不能说振荡电路的振荡频率就是由
振荡电路的充放电时间常数决定的，电路工作状态下可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线的饱和点和三极管的存储时间ｔｓ是
工作周期的重要决定因素。
三极管开关工作的具体过程中，不少书刊认为“基极电位转变为负电位”使导通三极管转变为截止，“Ｔ１（磁环）饱和后，各个绕组
中的感应电势为零”“ＶＴ１基极电位升高，ＶＴ２基极电位下降”；然而，笔者认为实际工作情况不是这样的。
１、三极管开关工作的三个重要转折点
１.１、三极管怎样由导通转变为截止——第一个转折点
如图１所示，不管是用触发管ＤＢ３产生三极管的起始基极电流Ｉｂ，还是基极回路带电容的半桥电路由基极偏置电阻产生三极管ＶＴ
２的起始基极电流Ｉｂ，三极管的Ｉｂ产生集电极电流Ｉｃ，通过磁环绕组感应，强烈的正反馈使Ｉｃ迅速增长，三极管导通，那么
三极管是怎样由导通转变为截止的？
实践证明，三极管导通后其集电极电流Ｉｃ增长，其导通转变为截止的过程有两个转折点，首先是可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率 μ
的饱和点。
图２中，上面为磁环磁化曲线（Ｂ－Ｈ）及磁导率 μ－Ｈ变化曲线，μ＝Ｂ／Ｈ，所以 μ 就是Ｂ－Ｈ曲线的斜率。开始时 μ 随着外场Ｈ
的增加而增加，当Ｈ增大到一定值时 μ 达到最大，其最大值为 μ－Ｈ曲线的峰值，即可饱和脉冲变压器磁导率的峰值。此后，外场Ｈ
增加，μ 减小。在电子镇流荧光灯电路中，磁环工作在可饱和状态，在每次磁化过程中，其 μ 值必须过其峰值。
在初期，可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率随着Ｉｃ的增长而增长（图２）；Ｉｃ增长到一定值，可饱和脉冲变压器的磁导率 μ 过图２
中峰值点，磁环绕组感应电压Ｖ环＝－Ｌｄｉ／ｄｔ，而磁环绕组电感量Ｌ＝μＮ２Ｓ／ι（此公式还说明了磁环尺寸在这方面的作
用），也就是说磁环绕组感应电压与可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率 μ 成正比，磁环绕组感应电压Ｖ环过峰值（关于磁环绕组内电
流的情况在后文说明，这里先以实测波形图说明），三极管基极电流Ｉｂ同步过峰值（图２、图３），图２下半部分为三极管Ｖｃ
ｅ、Ｉｃ、Ｉｂ波形图，图２上半部分和下半部分有一根垂直的连线，把基极电流Ｉｂ的峰值点和可饱和脉冲变压器的磁导率 μ 的峰
值点连到了一起，这是外部电路改变三极管工作状态的重要信号点，也就是三极管由导通转变为截止的第一个转折点。随着Ｖ环的下
降Ｉｂ也下降，但这时基区内部的电压仍然是正的，当磁环绕组感应电压Ｖ环低于基区内部的电压时（基区外电路所加电压下降到低
于基区内部的电压，但仍然是正的），少数的载流子就从基区流出，基极电流反向为负值Ｉｂ２（图３深色曲线２）；图３显示了三
极管基极电流Ｉｂ峰值（深色曲线２）和磁环绕组感应电压峰值（浅色曲线１）是同步的，过峰值后基极电流反向为负值。在这期间，
基区电流（称为ＩＢ２）是负，但是Ｖｃｅ维持在饱和压降Ｖｃｅｓａｔ（图４浅色曲线１），而Ｉｃ电流正常流动（图４深色曲线
２），这时期对应存储时间（Ｔｓｉ）。在这段时间Ｖｂｅ始终是正的，但是基区电流（称为ＩＢ２）是负的。有的书上说导通管的
关闭是因为其基极电位转变为负电位，也有的说“Ｔ１（磁环）饱和后，各个绕组中的感应电势为零”，这不符合实际情况，从波形图
上我们可以清楚地看到这段时间Ｖｂｅ始终是正的。导通管的基极电位转变为负电位是在Ｉｃ存储结束，流过磁环绕组的电流达到峰
值－Ｌｄｉ／ｄｔ等于零的时刻之后，而不是在Ｉｃ存储刚开始的时刻。
不少书刊说导通管的关闭是因为其基极电位转变为负电位，这里多加几幅插图来说明。
从图５可以看到在整个三极管集电极电流Ｉｃ导通半周期内，其基极电压Ｖｂｅ都是正的，一直到Ｉｃ退出饱和开始下降；从图６可
以看到在整个三极管集电极电流Ｉｃ导通半周期内，其磁环绕组感应电压Ｖ环也都是正的，一直到Ｉｃ退出饱和才开始下降变负。
比较图５和图６可以看到在三极管集电极电流Ｉｃ接近最大值，也就是三极管进入存储工作阶段时Ｖｂｅ＞Ｖ环，这也可以用来解释Ｉ
Ｂ２是负值的原因。
基极电流反向为负值是因为三极管进入存储工作阶段时Ｖｂｅ＞Ｖ环，但是，由于Ｖ环是正的，所以基极电流反向电流是“流”出来，
而不是“抽”出来的。
磁环次级绕组电压是由流经电感的电流－ｄｉ／ｄｔ所决定，过零点在峰值点，即电流平顶点（图７）；经过电感流向灯管的电流Ｉ
Ｌ，在磁环绕组和扼流电感上产生感应电压，其过零点为ＩＬ的峰值顶点（ｄｉ／ｄｔ＝０）（图８），这里也可以看到Ｖ环变负的
真正时间。
三极管从存储结束退出饱和，到三极管被彻底关断（tf）——第二个转折点及第三个转折点
（１）三极管进入存储时间阶段，Ｉｂ变为负值并一直维持（图４浅色曲线Ａ）；三极管存储结束退出饱和：当Ｉｂ负电流绝对值开
始减小的时刻（图４浅色曲线Ａ），也就是Ｉｃ存储结束开始减小（图４深色曲线２），Ｖｃｅ离开饱和压降Ｖｃｅｓａｔ开始上升
的时刻（图４浅色曲线１），这也就是三极管由导通转变为截止的第二个转折点。整个过程也由两部分组成，开始很快降低，后面还
有很长一段电流很小的拖尾。
当没有残余电荷在基区里面时，ＩＢ２衰减到零，而Ｉｃ也为零，这是下降时间，三极管被彻底关断，ＢＣ结承担电路电源电压，一
般应为３１０Ｖ左右（图４浅色曲线Ａ上毛刺对应的时刻浅色曲线１Ｖｃｅ值为３１４Ｖ））。也就是三极管由导通转变为截止的第
三个转折点。
在第二个转折点到第三个转折点这段时间，Ｖｃｅ离开饱和压降Ｖｃｅｓａｔ，开始上升到电路电源电压。（图４浅色曲线１）
（２）电感电流ＩＬ与上下两个三极管集电极电流Ｉｃ１、Ｉｃ２的关系，Ｃ３Ｒ２的作用（关断过程之二）：
在第二个转折点与第三个转折点之间Ｉｃ１Ｉｃ２的波形有一个缺口，ＩＬ波形没有缺口。
三极管Ｉｃ存储结束，电流开始快速下降，后面还有很长一段电流很小的拖尾；这时另一个三极管仍然是截止的，还没有开始导通，
这样就会造成一个电流缺口（图９）。但是电感Ｌ上的电流是不可能中断的，这个缺口由上管ＣＥ之间的Ｒ２Ｃ３的充放电电流来填
补（图１０）。
上管从Ｉｃ存储结束，Ｖｃｅ开始上升，整个过程也由两部分组成，开始很快降低，后面还有很长一段电流很小的拖尾，Ｖｃｅ从零
上升到３１０Ｖ，Ｃ３也得充电到３１０Ｖ，其充电电流即为填补缺口的那部分电流（图１０），电感Ｌ中的电流得以平滑过渡。Ｖｃｅ
从零上升到３１０Ｖ，Ｃ３也得以充电到３１０Ｖ的那一时刻，其充电电流被关断。ＶＴ１从截止转为导通时，Ｒ２Ｃ３放电，其放
电电流填补电流缺口。
对于这一点，有的书上是这样说的：“Ｃ３Ｒ２组成相位校正网络，使输出端产生的基频电压同相”说的应该就是这个意思。
Ｒ２Ｃ３的存在，实际上也避免了两个三极管电流的重叠，即一个三极管尚未关断，另一个三极管已经导通，所谓“共态导通”的问题，
提供了一个“死区时间”。
二、三极管是怎样由截止转变为导通的？有的书刊上说是三极管基极通过磁环次级绕组“得到正电位的激励信号电压而迅速导通”，实
际上从三极管Ｉｃ存储结束的这一时刻开始，磁环次级绕组的电压即过零开始变为正电位，但是直到ＶＴ２被彻底关断那一刻以前，ＶＴ
１一直没有开通。图５、图６中可以清楚地看到三极管产生集电极电流Ｉｃ的时刻落后于基极电压Ｖｂｅ（磁环绕组感应电压Ｖ环）变
正的时刻这一段时间。
确切地说，三极管产生集电极电流Ｉｃ（开始开通）的准确时刻应该是另一个三极管被彻底关断的时刻。从整个电子镇流荧光灯电路
来说，这也就是前面所说三极管由导通转变为截止的第三个转折点。从时间上来说三极管产生集电极电流Ｉｃ（开始开通）的准确时
刻也就是Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了的时刻，而这个时刻也正是另一个三极管被彻底关断的时刻。
从波形图上看，三极管产生集电极电流Ｉｃ（开始开通）的时刻，正是电感Ｌ两端电压的峰值点（图１１）。
另一管Ｉｃ的开通：电感Ｌ中的电流不能突变，而此时Ｖｂｅ已为正，三极管产生一个反向电流，此时也正好是电感Ｌ两端电压的峰
值点（图１１）。
为什么在电子镇流荧光灯电路中三极管的上升时间ｔｒ我们不予以关注？从上面对三极管集电极电流Ｉｃ的开通过程就可以得到答
案。在这里，三极管集电极电流Ｉｃ的上升过程不符合三极管的上升时间ｔｒ的定义，因此ｔｒ在这里也就失去了它原来的意义。
由于从三极管Ｉｃ存储结束的这一时刻开始，磁环次级绕组的电压即过零开始变为正电位，但是在Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了那一
刻以前，正常情况下ＶＴ１一直没有开通；必须注意的是，当线路调整不好的时候，Ｉｃ会产生一个有害的毛刺。
２ 三极管集电极电流Ｉｃ初始值的讨论
带电感负载的开关三极管，在三极管关断时因电感产生反电动势会收到一个高电压。但是，在目前国内大量采用的电子镇流荧光灯半
桥电压反馈电路中，开关三极管电压的选择，是不考虑这个反电动势的；在实际生产中，用世界上最好的示波器去观察，也看不到高
于整流滤波后电源电压的波形；对于灯用三极管设计生产厂家来说，三极管的电压参数选取得是否合理，关系到如何真正做到“低成
本、高可靠”；如果不切实际地把三极管的电压参数选高了，用户最需要的电流特性就会受到影响。那么，电路中的这个反电动势，
是通过什么渠道泄放掉的？在Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了后，实际上就是通过三极管集电极电流Ｉｃ初始值泄放的。（三极管ＣＥ
并联反向二极管的话，这个初始值被二极管分流一部分）。
由于电感Ｌ中的电流不能突变，三极管集电极电流Ｉｃ的初始值必须和Ｒ２Ｃ３上的充放电电流终了值一致。Ｒ２Ｃ３上的充放电电
流的初始值在数值上与另一个三极管Ｉｃ的关断终了值一致，但方向相反；而Ｒ２Ｃ３上的充放电电流的终了值与初始值相差不大，
三极管集电极电流Ｉｃ一个很大的负电流初始值就是这样来的。
这个很大负电流的流经方式要分四种情况讨论：
（１）三极管ＢＥ并联反向二极管－三极管ＢＣ结（图１２）；
（２）三极管ＣＥ并联反向二极管（图１３）；
（３）三极管ＢＥ、ＣＥ同时并联反向二极管（图１４）；
（４）三极管ＢＥ、ＣＥ都没有并联反向二极管（图１５）。
在这四种情况中，我们首先讨论第一种情况：
从图１２、图１６可以看到，流经三极管集电极的电流Ｉｃ从三极管ＢＥ之间的二极管流过（图１６）。三极管集电极－发射极电压Ｖｃｅ
加的是负电压，三极管反向工作。
在这以前，人们一直在三极管的关断功率损耗上做文章，降低三极管的关断功率损耗，以提高可靠性。其实三极管反向工作这一段时
间的反向功率损耗也应该引起足够的注意，因为这一段时间三极管上的工作电压、电流、延续时间都比较可观，因此其上的功率损耗
也比较可观。
实际生产中，不加ＢＥ反向二极管，有一定比例的三极管损坏，且是ＢＥ结损坏，就认为是三极管ＢＥ反向耐压不够，这是误解。应
该是负电流的流经渠道不畅造成三极管功率损耗过大。
第二种情况，三极管ＣＥ并联反向二极管（图１３）：另一个三极管彻底关断、Ｒ２Ｃ３充放电结束的时刻，电感ＩＬ内的电流（相
当于Ｒ２Ｃ３充放电电流终了值）大部分流经ＶＤ６（ＶＤ７），少部分仍然流经三极管ＢＣ结（体现为三极管集电极电流Ｉｃ）。
第三种情况，三极管ＢＥ、ＣＥ同时并联反向二极管（图１４）：另一个三极管彻底关断、Ｒ２Ｃ３充放电结束的时刻，电感ＩＬ内
的反向电流（相当于Ｒ２Ｃ３充放电电流终了值）大部分流经ＣＥ并联反向二极管ＶＤ６（ＶＤ７），少部分仍然流经三极管ＢＥ并
联反向二极管－三极管ＢＣ结（体现为三极管集电极电流Ｉｃ）。
第四种情况，采用ＤＢ３触发的小功率节能灯在三极管功率余量足够时，可以不加ＢＥ反向二极管（图１５），这是因为负电流有一
个通过磁环次级绕组、基极电阻、三极管ＢＣ结的流经渠道（图１７Ｉｂ刚开始上跳时的波形），基极回路带电容的半桥电路不能没
有ＢＥ并联反向二极管。
采用ＢＵＬ１２８Ｄ这一类带续流二极管的抗过驱动三极管，不要再加ＣＥ二极管。
三极管ＢＥ、ＣＥ并联反向二极管（基极回路带电容的半桥电路在ＢＥ并联反向二极管上还串联有电阻）对整个电路的工作状况有很
大影响，特别是会对灯管起辉和三极管电流波形产生影响。
３ Ｉｃ电流上升过程的讨论
电路工作状态下可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线的饱和点和三极管的存储时间ｔｓ是工作周期的重要决定因素。那么什么
是“电路工作状态下”？其实就是那个时候的Ｉｃ电流上升过程，更准确地说是流过磁环初级绕组的电流、三极管储存阶段流过的电流。
这句话实际上包含了两重意思：一方面肯定了可饱和脉冲变压器（磁环）磁导率变化曲线和三极管的存储时间ｔｓ的重要性；另一方
面也没有否定电路其他元器件（电容、电感、灯管）对电路工作状况的重要作用。
（１）下管ＶＴ２刚开始导通时，电路相当于ＲＬＣ串联电路加上直流电压（图１８）：
电路电压方程：
Ｌ＋Ｒｉ＋ｉｄｔ＝ｕ （各段压降之和）
电压平衡方程式是一个二阶微分方程，它的解与ｕ的形式和ｕ的初始条件（Ｋ接通时的ｕ值）有关。
加直流电压（图１８）
电路电压方程：
Ｌ＋Ｒｉ＋ｉｄｔ＝Ｕ
瞬态电流分下列三种情况（图１９）：
Ⅰ在Ｒ／２＞时（过阻尼） ｉ＝ｅ－αｔｓｈΥ．ｔ
Ⅰ在Ｒ／２＝时（临界阻尼） ｉ＝ｔｅ－αｔ
Ⅰ在Ｒ／２＞时（欠阻尼），根据电路的实际工作情况，符合该式
ｉ＝ｅ－αｔｓｉｎβ．ｔ
（振荡频率ｆ＝）
尽管加的是直流电压，但电路中却可能存在着振荡电流。因为电路中存在着电阻，所以其振幅是衰减的。
（２）下管ＶＴ２截止、上管ＶＴ１导通时，电路相当于电容充电后通过ＲＬ放电（图２０）：
电路电压方程：Ｌ＋Ｒｉ＋ｉｄｔ＝０
瞬态电流为：当Ｒ／２＜时
ｉ＝ｅ－αｔｓｉｎβｔ（衰减振荡）
式中：α＝ β＝ γ＝
Ｕ０：电容上的初始电压。
负载电流不但受灯动态电阻ＲＬ影响，而且同时受可饱和脉冲反馈变压器（磁环）可变初级阻抗ＺＴ、三极管存储时间ｔｓ的调制。
瞬态电流通过有效磁导率 μｅ变化对电路稳态工作的控制作用：有效磁导率 μｅ高，脉冲反馈变压器初级阻抗提高，较小的电流瞬时
值就可以得到足够的Ｖ环，使电路提前转换。开关频率提高，电流初始值下降。
开关频率的下降会使得灯电流增加，灯电流增加的同时又提高了脉冲反馈变压器磁化场Ｈｍ。这样，在电路负变化过程中得以实现一
定程度的频率反馈。
可以利用电路方程进行更深入的讨论，公式本身是可信的，但如何将电路的实际工作状况转换成准确的电路模型却是很困难的。
要准确地描绘出流经三极管的电流变化曲线实际上是很困难的，因为它受较多因素的影响。数学推导公式中的Ｒ在灯启辉后两端还并
联有一个电容Ｃ；除了数学推导公式中已经提到的诸因素以外，其实三极管并不是一个单纯的开关，灯管也不是一个纯电阻Ｒ，灯丝
温度、负阻特性、点火电压等因素都会严重影响电流变化曲线。这里只提供了一个思路，还没有准确地描绘出流经三极管的电流变化
曲线，但是作为一种定性分析，再结合实际波形图，对解决实际问题还是很有指导意义的。
例如三极管ｔｓ的测试，应该在什么条件下？Ｉｃ是多少，基极加什么样的电压？通过文章前面的分析，应该是比较清楚了。三极管
进入存储工作阶段时Ｖｂｅ＞Ｖ环，但是，由于Ｖ环是正的，基极电流反向电流是“流”出来的，而不是“抽”出来的。所以，传统的开
关三极管ｔｓ测试时加负电压抽取的方法是不符合灯用三极管的实际工作情况的。
磁环尺寸、磁环初级绕组圈数Ｎ在电路中的作用，通过图２也可以得到解释，Ｈ＝ＮＩ，Ｎ增加Ｈ也相应增加，有效磁导率 μｅ也相
应变化，其峰值点到来的时间提前，又因为磁环绕组电感量Ｌ＝μＮ２Ｓ／ι，Ｖ环也相应增大；而磁环次级绕组圈数与次级绕组输出
电压成正比，都会对三极管ＩＢ产生影响，但是由于电流和频率之间的反馈作用，这种影响得到一定的缓和。磁环有效导磁率和三极
管ｔｓ配合工作的原理也可以得到一定的解释。磁环尺寸对工作频率有很大影响，磁环尺寸越小就容易饱和，所以工作频率就越高。
三极管在灯电路中的实际工作情况与在基极加一个方波电压，再在集电极接一个纯电阻负载Ｒ这种测量三极管开关参数的概念式是不
完全相同的。
三极管的集电极电流Ｉｃ并不完全受基极电压的控制，谐振回路其他元器件（电容、电感、灯管）对其工作状况有重要影响。
要进一步研讨这个问题，至少牵涉到对磁性材料、电光源领域高频工作下的低压气体放电、半导体物理、电子电路等专业知识的深刻
了解和它们之间的融会贯通。所以，这需要有关方面联手合作，进一步做深入细致的工作。
(续上电子镇流器基本电路一贴)电子镇流器的半桥逆变电路的工作原理
描述：半桥逆变电路基本形式
图片：
图中三极管 VT1、VT2 组成有源半桥支路，
电容 C7、C8 组成无源半桥支路，半桥的中点电压为直流电压的一半，即为 E/2，灯管作为负载与电感 L2 相串联，
跨接在两个半桥中点之间。VT1、VT2 是半桥逆变电路中的重要组件，起着功率开关的作用，选择时，应优先考虑
其开关参数。其工作原理是：加上电源后，由直流电压 VDC(E)提供的电流经 R1 对积分电容 C5 充电，一旦此电压
达到并超过触发二极管 VDB3 的转折电压(约 30～40V)后，该二极管击穿导通，并有电流流入 VT2 的基极，使 VT2
导通，此时，电流流经的路径为电源 VC3→C7→灯丝→C6→灯丝→电感 L 2→磁环变压器 Tr 的初级绕组 N3→VT2
的集电极→地。
VT2 集电极电流的增长趋势在磁环变压器的初级绕组 N3 上产生感应电动势，同时在其次级(N1、N2)也产生感
应电动势，其极性是使各绕组上用•表示的同名端为正，从而使 VT2 的基极电位升高，基极电流、集电极电流进一
步加大，即在电路中产生如下的连锁反应：
这种连锁式的正反馈作用使 VT2 导通并饱和。顺便指出，在 VT2 导通后，电容 Cs 的电荷通过二极管 VD。和晶体
管 VT2 放电，其电压下降，不再使触发管导通，该支路也不再对 VT2 基极产生影响。所以，由 R1、C5 及 VDB3
提供的触发信号只在电源接通后对 VT2 起触发作用。在 VT1、VT2 轮流工作后，其工作频率较高，VT2 截止时间
很短，在这样短的时间内 C5 来不及得到充分的充电。而 VT2 导通后，C5 又放电。这样，它上面的电压是一些幅
度很小的锯齿波，达不到足以使 VDB3 导通的电压。因此，一旦电路转换，VT1、VT2 轮流导通与截止后，VDB3
将不再能导通，对 VT2 也不起任何作用。
当 VT2 电流增加使磁环趋向饱和，各绕组感应电动势急剧下降，VT2 基极电位也下降，ic2 减小，在磁环变压
器中将产生与 ic2 以增加时相反极性的电动势，即各绕组中用•表示的同名端电压为负，这样一来，VT1 的基极电位
上升，集电极电流 ic1 增加，电流的流通路径为 Vc3→VT1 集电极→电感 L2→灯丝→C6→灯丝→C8→地。
流过电感 L2 及磁环的电流与 VT2 导通时的电流方向相反，并形成以下连锁反应：
结果，VT2 迅速退出饱和变为截止，而 VT1 迅速由截止变为导通并饱和。
上述过程周而复始地重复下去，VT1、VT2 轮流导通与截止，在两个半桥中点之间形成交变的方波电压，其幅
度为 E/2 (有源半桥中点的电压由 E 下降到 0，以后又由 0 跳变为 E，而无源半桥中点的电压为 E/2)。此交变电压经
过启动电容 C6，电感 L2 的串联谐振作用，其电流变为接近正弦波，并在 C6 两端产生了一个很高的电压(其值由电
感 L2 的 Q 值及电容 C6 值决定)加到灯管上，从而将灯管启辉点亮
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